JPS607912B2 - インバ−タの転流回路 - Google Patents
インバ−タの転流回路Info
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- JPS607912B2 JPS607912B2 JP54078420A JP7842079A JPS607912B2 JP S607912 B2 JPS607912 B2 JP S607912B2 JP 54078420 A JP54078420 A JP 54078420A JP 7842079 A JP7842079 A JP 7842079A JP S607912 B2 JPS607912 B2 JP S607912B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- commutation
- circuit
- series resonant
- thyristors
- resonant circuit
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/06—Circuits specially adapted for rendering non-conductive gas discharge tubes or equivalent semiconductor devices, e.g. thyratrons, thyristors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、サィリスタを用いて直流を交流に変換する
ィンバータの転流回路の改良に関するもので、特に大容
量のィンバー外こ通した転流回路を提供するものである
。
ィンバータの転流回路の改良に関するもので、特に大容
量のィンバー外こ通した転流回路を提供するものである
。
第１図は従来方式の構成による転流回路の一例を示す図
で、この回路はマクマレーのインパルス転流回路として
広く知られているものであるのが、その動作原理を詳細
を説明することは省略するが、概略は次のとおりである
。
で、この回路はマクマレーのインパルス転流回路として
広く知られているものであるのが、その動作原理を詳細
を説明することは省略するが、概略は次のとおりである
。
主サイリスタＭＴ，とＭＴ２が交互にスイッチングする
ことにより聡子Ａに接続された負荷に矩形波の交流電力
を供給する。
ことにより聡子Ａに接続された負荷に矩形波の交流電力
を供給する。
主サィリスタＭＴ．，ＭＴ２はいわゆる逆導通形サイリ
スタである場合を図示しているが、逆阻止形サィリスタ
と逆並列にダイオードを接続したものであってもよい。
主サイリスタＭＴ，，ＭＴ２をターンオフするための転
流回路として転流コンデンサＣ，転流リアクトルＬおよ
び転流用補助サィリスタＡＴ，，ＡＴ２がある。いま仮
に主サィリスタＭＴ，が導通中であるとすると、このと
きは転流コンデンサＣ，はそれ以前の転流動作の結果と
して図示極性で電圧Ｂｏｏに充電されている。従って、
主サィリスタＭＴ，をターンオフするためには、主サイ
リス夕ＭＴ，のゲート信号をオフするとともに転流用補
助サィリスタＡＴ，をターオンすると、転流コンデンサ
Ｃ，の電荷は、Ｃ，→Ｌ，→ＭＴ，→ＡＴ，という直列
共振回路を通して放電し、第２図に示すように、波高値
ＩＰ＝Ｅｃ。ゾ匂フこパルス幅Ｔｏ＝ら一ｔｏ＝ｍノＬ
・Ｃ， のいわゆる転流パルスｉｃが流れる。
スタである場合を図示しているが、逆阻止形サィリスタ
と逆並列にダイオードを接続したものであってもよい。
主サイリスタＭＴ，，ＭＴ２をターンオフするための転
流回路として転流コンデンサＣ，転流リアクトルＬおよ
び転流用補助サィリスタＡＴ，，ＡＴ２がある。いま仮
に主サィリスタＭＴ，が導通中であるとすると、このと
きは転流コンデンサＣ，はそれ以前の転流動作の結果と
して図示極性で電圧Ｂｏｏに充電されている。従って、
主サィリスタＭＴ，をターンオフするためには、主サイ
リス夕ＭＴ，のゲート信号をオフするとともに転流用補
助サィリスタＡＴ，をターオンすると、転流コンデンサ
Ｃ，の電荷は、Ｃ，→Ｌ，→ＭＴ，→ＡＴ，という直列
共振回路を通して放電し、第２図に示すように、波高値
ＩＰ＝Ｅｃ。ゾ匂フこパルス幅Ｔｏ＝ら一ｔｏ＝ｍノＬ
・Ｃ， のいわゆる転流パルスｉｃが流れる。
転流パルスｉｃのパルス幅Ｔ。は非常に短く数十マイク
ロ秒であるので、この間に負荷電流ｉＬはほぼ一定値を
保つと考え、第２図は簡略化して示している。転流パル
スｉｃが負荷電流ｉＬより大きい期間、すなわち時点ち
から時点ｔ２までの間は、転流パルスｉｃが主サィリス
タＭＴ，の順電流を打ち消し主サィリスタＭＴ，のダイ
オード部分に逆電流が流れる。ｔ、ｏ＝ｔ２一ｔ，の時
間が主サィリスタＭＴ，の夕ーンオフ時間ｔ。ｆｆより
大であれば、主サィリスタＭＴ，はターンオフする。次
に、主サイリスタＭＴ２がターンオンされ、次の半サイ
クルとなる。上記の転流動作の結果、転流コンデンサＣ
，は図示と逆の極性に充電され次の転流動作にそなえる
。このような原理の転流回路の場合、転流すべき負荷電
流ｉＬの予想値をＬｏとすれば、波高値ＩＰは予想値し
ｏの１．５から２．針音程度になるよう設計することが
最適であるといわれている。
ロ秒であるので、この間に負荷電流ｉＬはほぼ一定値を
保つと考え、第２図は簡略化して示している。転流パル
スｉｃが負荷電流ｉＬより大きい期間、すなわち時点ち
から時点ｔ２までの間は、転流パルスｉｃが主サィリス
タＭＴ，の順電流を打ち消し主サィリスタＭＴ，のダイ
オード部分に逆電流が流れる。ｔ、ｏ＝ｔ２一ｔ，の時
間が主サィリスタＭＴ，の夕ーンオフ時間ｔ。ｆｆより
大であれば、主サィリスタＭＴ，はターンオフする。次
に、主サイリスタＭＴ２がターンオンされ、次の半サイ
クルとなる。上記の転流動作の結果、転流コンデンサＣ
，は図示と逆の極性に充電され次の転流動作にそなえる
。このような原理の転流回路の場合、転流すべき負荷電
流ｉＬの予想値をＬｏとすれば、波高値ＩＰは予想値し
ｏの１．５から２．針音程度になるよう設計することが
最適であるといわれている。
もし、予想値１のに対し波高値ＩＰが１．２から１．３
倍というような設計をすれば、第３図の斜線ハッチング
部の無駄な電流は少な〈なぐが、横線ハッチング部の無
駄な電流が増えるので転流回路の利用率が低下する。ま
た、逆に予想値Ｌ。に対し波高値ＩＦを２．５から３．
“音というように大きくすると、必要以上に大きな転流
パルスを流すことになり、第３図の斜線ハッチング部の
電流の無駄が大きくなる。転流パルスの無駄な電流の少
ない理想的なものを考えると、第４図に示すように予想
値Ｌｏよりわずかに大きな矩形波電流パルスを作り、転
流しようとするサイリスタに与えることであるが、この
ような回路を実現することは困難である。この発明は上
記の点にかんがみなされたもので、第３図における無駄
な部分、すなわち横線ハッチングのＡＣＤ部とＢＥＦ部
および斜線ハッチングのＡＰＢ部の電流をできるだけ少
なくし、利用率を向上した転流回路を提供するものであ
る。
倍というような設計をすれば、第３図の斜線ハッチング
部の無駄な電流は少な〈なぐが、横線ハッチング部の無
駄な電流が増えるので転流回路の利用率が低下する。ま
た、逆に予想値Ｌ。に対し波高値ＩＦを２．５から３．
“音というように大きくすると、必要以上に大きな転流
パルスを流すことになり、第３図の斜線ハッチング部の
電流の無駄が大きくなる。転流パルスの無駄な電流の少
ない理想的なものを考えると、第４図に示すように予想
値Ｌｏよりわずかに大きな矩形波電流パルスを作り、転
流しようとするサイリスタに与えることであるが、この
ような回路を実現することは困難である。この発明は上
記の点にかんがみなされたもので、第３図における無駄
な部分、すなわち横線ハッチングのＡＣＤ部とＢＥＦ部
および斜線ハッチングのＡＰＢ部の電流をできるだけ少
なくし、利用率を向上した転流回路を提供するものであ
る。
以下この発明について説明する。第５図はこの発明の一
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
まず、第５図によりこの発明の原理を説明する。この回
路の特徴は、２組の転流用直列共振回路と、２組（４本
）の転流用補助サィリスタを設け、２組の転流回路の動
作時点を少しずらすことにより、第６図に示すような転
流パルスを形成し、転流パルスの無駄な部分をできるだ
け少くしようとするものである。第６図に例では、第１
のパルスと第２のパルスを６０ｏ重ねた場合を示してい
るが、この場合、Ｐ点とＱ点の最大値に対する比はｓｉ
ｎ６００ ＝０．８６６であり、このあたりにおいても
パルスの幅ＡＢはかなりの幅を有している。従って、仮
に波高値ＩＰ＝１．０に対し図示のように予想値らｏを
０．７０に選定したとすると、パルスの低辺ＣＤ＝３０
００に対し、２１００のパルス幅を確保できる。すなわ
ち、第３図に比較し第４図の理想にいく分近いという利
点がある。ただし、２組の転流回路を設ける場合には安
定な動作を確保するために工夫が必要となる。以下第５
図と第７図に基づき、この発明の動作原理を説明する。
第５図において、第１図と同一符号のものは同一機能を
有するもので、新しく追加された転流コンデンサＣ２、
転流リアクトルＬ、転流用補助サィリスタＡＴ３，ＡＴ
４は第１の転流回路と同一の回路定数で、かつ回路動作
上は第１の転流回路に対し並列に接続されている。
路の特徴は、２組の転流用直列共振回路と、２組（４本
）の転流用補助サィリスタを設け、２組の転流回路の動
作時点を少しずらすことにより、第６図に示すような転
流パルスを形成し、転流パルスの無駄な部分をできるだ
け少くしようとするものである。第６図に例では、第１
のパルスと第２のパルスを６０ｏ重ねた場合を示してい
るが、この場合、Ｐ点とＱ点の最大値に対する比はｓｉ
ｎ６００ ＝０．８６６であり、このあたりにおいても
パルスの幅ＡＢはかなりの幅を有している。従って、仮
に波高値ＩＰ＝１．０に対し図示のように予想値らｏを
０．７０に選定したとすると、パルスの低辺ＣＤ＝３０
００に対し、２１００のパルス幅を確保できる。すなわ
ち、第３図に比較し第４図の理想にいく分近いという利
点がある。ただし、２組の転流回路を設ける場合には安
定な動作を確保するために工夫が必要となる。以下第５
図と第７図に基づき、この発明の動作原理を説明する。
第５図において、第１図と同一符号のものは同一機能を
有するもので、新しく追加された転流コンデンサＣ２、
転流リアクトルＬ、転流用補助サィリスタＡＴ３，ＡＴ
４は第１の転流回路と同一の回路定数で、かつ回路動作
上は第１の転流回路に対し並列に接続されている。
第７図の時点らで転流コンデンサＣ２の初期電圧はＥＨ
、転流コンデンサＣ，の初期電圧はＥＬとする（初期電
圧ＥＬ， ＥＨとも直流電源Ｅよりも高くなければなら
ないということが転流用補助サィリスタが動作後ターン
オフしうるために必要な条件である）。
、転流コンデンサＣ，の初期電圧はＥＬとする（初期電
圧ＥＬ， ＥＨとも直流電源Ｅよりも高くなければなら
ないということが転流用補助サィリスタが動作後ターン
オフしうるために必要な条件である）。
まず、時点ｔｏで転流用補助サィリスタＡＴ３を動作さ
せ転流コンデンサＣ２の電流ｉｃ２が時点ｔ２まで流れ
、転流コンデンサＣ２の電圧は−ＥＬに反転する。初期
電圧ＢＨより初期電圧ＥＬが低くなるのは転流回路の損
失による。また、電流ｌｃ２が流れ終らぬ間に転流用補
助サィリスタＡＴ，をオンし、電流ｉｃ，が時点ｔ，か
ら流れ始める。電流ｉｃ，が流れ終らぬ時点ｔ３におい
て、次の主サィリス夕ＭＴ２をオンすると、時点らから
時点ｔ４までの間、Ｅ→ＡＴ，→Ｃ，→Ｌ→ＭＴ２とい
う回路が形成され、時点らの電圧ｅｃ，と直流電源Ｅ（
同時電圧も表わすものとする）との差電圧による新な直
列共振が生じるので、転流コンデンサＣ，は−ＥＨまで
逆充電される。次に、主サィリスタＭＴ２をターンオフ
するときは図示のように転流コンデンサＣ，を先に動作
させ、転流コンデンサＣ２を後にする。このように半サ
イクル毎に２組の転流回路の動作順序を切り換えること
により、転流回路の損失による転流エネルギーの損失を
おぎなうことができるので、転流コンデンサの電圧が直
流電源Ｅよりも必ず大になるまで逆充電されることが保
証でき、安定に動作することができる。
せ転流コンデンサＣ２の電流ｉｃ２が時点ｔ２まで流れ
、転流コンデンサＣ２の電圧は−ＥＬに反転する。初期
電圧ＢＨより初期電圧ＥＬが低くなるのは転流回路の損
失による。また、電流ｌｃ２が流れ終らぬ間に転流用補
助サィリスタＡＴ，をオンし、電流ｉｃ，が時点ｔ，か
ら流れ始める。電流ｉｃ，が流れ終らぬ時点ｔ３におい
て、次の主サィリス夕ＭＴ２をオンすると、時点らから
時点ｔ４までの間、Ｅ→ＡＴ，→Ｃ，→Ｌ→ＭＴ２とい
う回路が形成され、時点らの電圧ｅｃ，と直流電源Ｅ（
同時電圧も表わすものとする）との差電圧による新な直
列共振が生じるので、転流コンデンサＣ，は−ＥＨまで
逆充電される。次に、主サィリスタＭＴ２をターンオフ
するときは図示のように転流コンデンサＣ，を先に動作
させ、転流コンデンサＣ２を後にする。このように半サ
イクル毎に２組の転流回路の動作順序を切り換えること
により、転流回路の損失による転流エネルギーの損失を
おぎなうことができるので、転流コンデンサの電圧が直
流電源Ｅよりも必ず大になるまで逆充電されることが保
証でき、安定に動作することができる。
第８図はこの発明の他の実施例を示すもので、転流コン
デンサＣ，＾，Ｃ，Ｂ，Ｃ軌，Ｃ２Ｂと転流用補助サィ
リスタＡＴ，〜ＡＴ４との関係が第５図と入れかわって
いるだけで、動作上は全く等価となる。なお、通常の回
路に比較し、転流回路を２組必要とすることは、小容量
の装置では不利である。
デンサＣ，＾，Ｃ，Ｂ，Ｃ軌，Ｃ２Ｂと転流用補助サィ
リスタＡＴ，〜ＡＴ４との関係が第５図と入れかわって
いるだけで、動作上は全く等価となる。なお、通常の回
路に比較し、転流回路を２組必要とすることは、小容量
の装置では不利である。
しかし、大容量の装置において、主サイリスタＭＴ，が
ｌｏｏ帆以上の電流定格を有するものを使用するような
場合、それをターンオフすべき転流用補助サイリスタの
電流ピーク値が通常の回路では、５０００ん程度必要と
なるので転流用補助サィリスタのスイッチング損失によ
る局所加熱等の問題が生じ、設計困難となる。このよう
な場合、この発明を適用することにより比較的小型の転
流用補助サィリスタを２組用いることにより実用的な設
計が可能となる。以上説明したようにこの発明は、第１
〜第４の転流用補助サィリスタと、第１、第２の直列共
振回路を設けるとともに、さらに第１と第２の直列共振
回路の動作開始点をずらして転流パルスの幅を広げると
ともに、半サイクルごとに一方の直列共振回路が先に動
作するように切換えるようにしたので、転流電流の無駄
を少なくすることができるので、より少なし、転流コン
デンサの容量で必要な機能を得ることができるとともに
、転流損失を少なくすることができる。
ｌｏｏ帆以上の電流定格を有するものを使用するような
場合、それをターンオフすべき転流用補助サイリスタの
電流ピーク値が通常の回路では、５０００ん程度必要と
なるので転流用補助サィリスタのスイッチング損失によ
る局所加熱等の問題が生じ、設計困難となる。このよう
な場合、この発明を適用することにより比較的小型の転
流用補助サィリスタを２組用いることにより実用的な設
計が可能となる。以上説明したようにこの発明は、第１
〜第４の転流用補助サィリスタと、第１、第２の直列共
振回路を設けるとともに、さらに第１と第２の直列共振
回路の動作開始点をずらして転流パルスの幅を広げると
ともに、半サイクルごとに一方の直列共振回路が先に動
作するように切換えるようにしたので、転流電流の無駄
を少なくすることができるので、より少なし、転流コン
デンサの容量で必要な機能を得ることができるとともに
、転流損失を少なくすることができる。
さらに、半サイクルごとに両直列共振回路の動作が一方
が先になるので、転流回路の損失による転流エネルギー
の損失をおぎなうことができるため、転流コンデンサの
電圧が直流電源よりも必ず大になるまで逆充電されるこ
とが保証され、そのために安定に動作する利点がある。
が先になるので、転流回路の損失による転流エネルギー
の損失をおぎなうことができるため、転流コンデンサの
電圧が直流電源よりも必ず大になるまで逆充電されるこ
とが保証され、そのために安定に動作する利点がある。
第１図は従来の転流回路の一例を示す図、第２図はその
転流パルスの波形図、第３図は従来の回路の欠点を説明
するための転流パルスの波形図、第４図は理想的回路の
場合の転流パルスの波形図、第５図はこの発明の一実施
例を示す回路図、第６図はその転流パルスの波形図、第
７図は第５図の実施例の動作を説明するための波形図、
第８図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 図中、ＭＴ，，ＭＴ２は主サィリスタ、ＡＴ，，ＡＴ２
，ＡＴ３，ＡＴ４は転流用補助サィリスタ、Ｃ，，Ｃ２
は転流コンデンサ、Ｌ，，Ｌは転流リアクトル、Ｅは直
流電源、Ａは端子である。なお、図中の同一符号は同一
または相当部分を示す。第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
転流パルスの波形図、第３図は従来の回路の欠点を説明
するための転流パルスの波形図、第４図は理想的回路の
場合の転流パルスの波形図、第５図はこの発明の一実施
例を示す回路図、第６図はその転流パルスの波形図、第
７図は第５図の実施例の動作を説明するための波形図、
第８図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 図中、ＭＴ，，ＭＴ２は主サィリスタ、ＡＴ，，ＡＴ２
，ＡＴ３，ＡＴ４は転流用補助サィリスタ、Ｃ，，Ｃ２
は転流コンデンサ、Ｌ，，Ｌは転流リアクトル、Ｅは直
流電源、Ａは端子である。なお、図中の同一符号は同一
または相当部分を示す。第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
Claims (1)
- １ 第１と第２の主サイリスタを直列にして直流電源に
接続し、かつ前記両サイリスタの接続点を出力端子とし
て負荷側に接続したインバータにおいて、前記両主サイ
リスタをターンオフするため転流パルスを供給する第１
と第２の直列共振回路と、前記第１の直列共振回路を前
記両主サイリスタに対し作用させる第１と第２の転流用
補助サイリスタと、前記第２の直列共振回路を前記両主
サイリスタに対し作用させる第３と第４の転流用補助サ
イリスタと、さらに前記第１の直列共振回路と第２の直
列共振回路の動作開始時点をずらして前記転流パルスの
パルス幅を広げるとともに、半サイクルごとに前記第１
の直列共振回路と第２の直列共振回路の＋方が先に動作
するように切換える手段とを具備したことを特徴とする
インバータの転流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54078420A JPS607912B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | インバ−タの転流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54078420A JPS607912B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | インバ−タの転流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS561780A JPS561780A (en) | 1981-01-09 |
| JPS607912B2 true JPS607912B2 (ja) | 1985-02-27 |
Family
ID=13661547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54078420A Expired JPS607912B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | インバ−タの転流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS607912B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0359128U (ja) * | 1989-10-16 | 1991-06-11 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0285534U (ja) * | 1988-12-17 | 1990-07-05 |
-
1979
- 1979-06-19 JP JP54078420A patent/JPS607912B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0359128U (ja) * | 1989-10-16 | 1991-06-11 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS561780A (en) | 1981-01-09 |
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