JPH01198277A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ＧＴ○サイリスタ等の自己消弧形半導体スイ
ッチ素子を電力変換素子として用い、交流電源側へ電力
を回生可能とした半導体電力変換装置に関する。

（従来の技術） 従来、この種の半導体電力変換装置として、自己消弧機
能を有さないサイリスタや自己消弧機能を有するＧＴＯ
サイリスタ等の半導体スイッチ素子からなるブリッジ回
路を備えた半導体電力変換装置が知られている。

ここで、自己消弧機能を有さない半導体スイッチ素子を
用いた半導体電力変換装置では、順変換時には点弧角を
ほぼ零として制御するので直流電圧は転流型なり角の分
だけ低下することになり、直流平均電圧も低下する。ま
た、交流側の電流の位相がほぼ転流型なり角の分だけ交
流電源側のインダクタンスにより遅れるため、力率も低
下する。

更に、逆変換時においては、転流余裕角を確保するべく
、制御進み角を転流型なり角以上としなければならない
ため、直流側の平均電圧が低下するとともに、交流の位
相が大幅に進み、力率も順変換時以上に低下してしまう
。

一方、ＧＴＯサイリスタ等の自己消弧形半導体スイッチ
素子を用いた半導体電力変換装置は、交流電源電圧の極
性反転時に各ＧＴＯサイリスタを点弧または消弧するの
で、転流型なり角を零とすることができる。従って、順
変換時及び逆変換時ともに、力率をほぼ１とすることが
でき、順変換動作時における直流出力電圧及び逆変換時
における直流電圧が低下することがなく、通常のサイリ
スタを用いた半導体電力変換装置の有する欠点が一応解
決される。

しかし、このような自己消弧形半導体スイッチ素子を用
いた場合、転流時に負荷電流に等しい電流を強制的に遮
断しなければならないため、大容量のスナバ回路を上記
スイッチ素子に設ける必要があるとともに、転流直後に
交流側に蓄えられていた大きなエネルギーを吸収するた
めのエネルギー吸収回路をブリッジ回路の交流側に設け
る必要がある。このため、電力変換装置が大形化すると
いう新たな欠点を生じてしまう。

そこで、発明者は上記欠点を解決するべく、先に半導体
電力変換装置の制御方法として、電力変換装置の順変換
動作時には自己消弧形半導体スイッチ素子を自己消弧さ
せることなく他励式電力変換動作をさせ、また、逆変換
動作時には転流余裕角が零となるように点弧制御すると
共に、電源電圧反転時に前記半導体スイッチ素子を自己
消弧させる制御方法を特願昭６２−８８３６４号として
提案した。

この方法を実施するために、例えば、第４図に示す半導
体電力変換装置が考えられた。

すなわち同図において、１は交流電源、２は交流側のイ
ンダクタンスを示し、交流電源１には自己消弧形半導体
スイッチ素子としての逆阻止形ＧＴｏサイリスタ４〜７
により構成された単相ブリッジ回路３が接続されている
。各ＧＴＯサイリスタ４〜７には過電圧からサイリスタ
を保護するためのスナバ回路８〜１１が並列に接続され
ており、交流電源１には転流エネルギー吸収回路１４が
並列に接続されている。

ニーで、転流エネルギー吸収回路１４はダイオードブリ
ッジ１５．コンデンサ１６及び抵抗１７からなり、ダイ
オードブリッジ１５の入力端子が交流電源１に接続され
、出力端子がコンデンサ１６と抵抗１７との並列回路に
接続されて構成されている。

更に、ブリッジ回路３の直流側には、平滑用リアクトル
１２と直流負荷としてのモータ１３との直列回路が接続
されている。

次に、この半導体電力変換装置の動作を第５図により説
明する。

まず、同図（ａ）は順変換時の動作波形を示したもので
１図中Ｖは交流電源１の電圧波形を、　Ｅｄはブリッジ
回路３の直流側端子電圧の波形を、ｉは交流電源１の電
流波形を、ｉ工及び１２は−それぞれＧＴＯサイリスタ
４，７及び５，６を流れる電流の波形を表したものであ
る。

始めに、ＧＴＯサイリスタ４，７が導通状態にあり、Ｇ
ＴＯサイリスタ５，６が逆阻止状態にあるとする。この
場合には時刻Ｔ１でＧＴＯサイリスタ４，７はゲート信
号によりオフせず、オンゲート信号は停止し、また、Ｇ
ＴＯサイリスタ５゜６をそれぞれのゲートに正の信号を
与えることにより点弧する。すると、ＧＴ○サイリスタ
４，７のアノード、カソード間には逆電圧が加わるため
、転流型なり角Ｕを経過した後にＧＴＯサイリスタ４．
７が消弧し、逆阻止状態となる。

次いで、時刻Ｔ２においてはＧＴＯサイリスタ４．７を
点弧し、転流型なり角Ｕを経過した後にＧＴＯサイリス
タ５，６が消弧する。以下、同様にして転流は繰り返さ
れる。

また、第５図（ｂ）は逆変換時の動作波形図であり、ま
ず、交流電源１の電圧Ｖが正であるときにＧＴＯサイリ
スタ５，６が導通状態にあり、ＧＴＯサイリスタ４，７
を逆阻止状態としておく。このとき、交流側の電流は第
４図で示す点線の向きに１２となって流れているため、
ブリッジ回路３の直流側端子電圧Ｅｄは負となっている
。

次いで、点弧遅れ角α、即ち時刻Ｔ１でＧＴＯサイリス
タ５，６をゲート信号によりオフせず、オンゲート信号
は停止し、また、ＧＴ○サイリスタ４，７をそれぞれの
ゲートに正の信号を与えることにより点弧すると、ＧＴ
Ｏサイリスタ５，６のアノード、カソード間には逆電圧
が印加されることになるため、これらのＧＴＯサイリス
タ５゜６は転流型なり角Ｕを経過した後に消弧する。こ
こで点弧遅れ角αは、電源電圧Ｖの極性が反転する時刻
Ｔ０でＧＴＯサイリスタ４〜７の転流が終了するように
設定されている。このことは、Ｅｄの波形かられかるよ
うに、 （点弧遅れ角α）＋（転流型なり角ｕ）＝π（ｒａｄ、
）であり、転流余裕角が零であることを意味している。

これにより１時刻Ｔ。では消弧すべきＧＴ○サイリスタ
の遮断に伴う転流エネルギーは発生しないことになる。

以下同様にしてＧＴＯサイリスタ４，７及びＧＴｏサイ
リスタ５，６は点弧及び消弧を繰り返す。

なお、この転流余裕角を零とするためには、例えば、従
来から知られている転流余裕角一定制御方式により行え
ばよい。

以上のように、交流電源電圧反転時に転流を完了させ、
転流余裕時間を零とするように前もって点弧遅れ角αで
ＧＴＯサイリスタを点弧する制御方法を採用することに
より、転流エネルギー吸収回路を不要にすることが一応
、可能になる。

しかるに、逆変換動作時に転流余裕角を零とすべく転流
余裕角一定制御方式による制御を行っても、転流余裕角
制御系の制御遅れや電源電圧の急変が原因となって交流
電源電圧の反転時（第５図（ｂ）の時刻Ｔ０）にはまだ
転流がまだ完了しておらず、または既に転流が完了して
いる場合もあり得る。このため、前記時刻Ｔ０に消弧す
べきＧＴＯサイリスタにはオフゲート信号を印加し、こ
れを強制的にオフさせる必要がある。

第６図はこのときの動作を説明するための波形図である
。

同図（ａ）は、制御指令どおりに転流余裕角が零となっ
た場合、同図（ｂ）は交流電源電圧■の反転時にはまだ
転流が終了していない場合、同図（ｃ）は既に転流が完
了している場合のそれぞれの動作波形を示したものであ
る。これらの各図において、υＣはコンデンサ１６の両
端の電圧、ＩＲは抵抗１７を流れる電流を示している。

ここでは、これから消弧するべきＧＴＯサイリスタを４
，７とし、導通するべきＧＴＯサイリスタを５，６とし
ている。同図（ｂ）においては、交流電源電圧Ｖの極性
が反転するＡ点では転流が完了しておらず、ＧＴＯサイ
リスタ４，７のゲートに加えられた負の信号によりこれ
らのＧＴＯサイリスタが強制的に消弧された状態を示し
ている。

また、同図（ｂ）のＥｄの波形で強制転流時にピークが
現われるのは、交流側のインダクタンス２の影響による
ものである。

すなわち、オフすべきＧＴＯサイリスタ４，７が強制的
に電流ΔＩｄを遮断するので、交流側に流れていた電流
のうちΔＩｄ分が転流エネルギー吸収回路１４のダイオ
ードブリッジ１５を介してコンデンサ１６に流れ込むこ
とになり、このため、ブリッジ回路３の出力電圧Ｅｄに
は前記コンデンサ１６の電圧υＣが現れる。ここで、コ
ンデンサ電圧υＣがそのピーク値Ｖｃとなるまでの時間
ΔＴｃは、交流電源１の極性反転後の電圧値は小さいた
め無視し、コンデンサ電圧υＣもＶｃ一定と仮定すると
次のようになる。

ここで、Ｌは交流側のインダクタンス２の値である。

また、第６図（ａ）、（ｃ）の場合は転流エネルギーが
発生しないため、コンデンサの電圧υＣは交流電源電圧
Ｖのピーク値Ｖｐ（一定値）となり、抵抗１７にはこれ
に応じた電流ＩＲが流れることとなる。

（発明が解決しようとする課題） しかし、この制御方法では転流エネルギーを吸収するた
めにダイオードブリッジ１５．コンデンサ１６及び抵抗
１７からなる転流エネルギー吸収回路１４を採用してい
るため、次のような問題があった。

まず、逆変換時においてコンデンサ１６は常に交流電源
１のピーク電圧値ＶＰ以上に充電されるため、抵抗１７
には常時、電力が発生する。すなわち第６図（ａ）及び
（ｃ）に示すような逆変換動作時で転流エネルギー吸収
回路１４が実質的に不要となる時でも抵抗１７には電力
が発生する。

更に、他励動作の順変換動作時においては転流エネルギ
ーが全く発生しないにも拘らず、抵抗１７には転流時に
発生する転流エネルギーよりもはるかに大きな電力が発
生してしまう。このため、転流エネルギー吸収回路１４
の効率が悪く、しかもその回路構成から小形化には限界
があり、転流エネルギー吸収回路１４の大形化ひいては
電力変換装置の大形化及び低効率化を招いていた。

本発明は、上記課題を解決するために提案されたもので
あって、自己消弧形半導体スイッチ素子の電流遮断時に
発生する転流エネルギーのみを吸収できる小形かつ高効
率の転流エネルギー吸収回路により、小形軽量かつ低価
格で高効率の半導体電力変換装置を提供することをその
目的とする。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は自己消弧形半導体ス
イッチ素子による電流遮断時には、交流側インダクタン
スにより交流電源電圧のピーク値以上の高い電圧が発生
することに着目してなされたもので、このピーク値以上
の高い電圧で動作するアレスタにより転流エネルギーを
吸収させるべく、自己消弧形半導体スイッチ素子から成
るブリッジ回路の交流側にギャップレスアレスタを接続
したことを特徴とする。

なお、上記ギャップレスアレスタとしては、非直線性抵
抗素子または酸化亜鉛形アレスタを用いることが望まし
い。

（作用） 本発明によれば、順変換時には、ブリッジ回路の交流側
に接続されたギャップレスアレスタの電圧はその制限電
圧には達せず、アレスタには電流が流れないためアレス
タにおける電力消費がない。

また、逆変換時において、制御指令どおりに転流余裕角
が零、すなわち転流型なり角が制御進み角と等しくなる
ように制御が行われた場合には、消弧するべき自己消弧
形半導体スイッチ素子が強制消弧されず、ギャップレス
アレスタには交流電源電圧のみが加わるが、このアレス
タは動作せずアレスタに電流が流れない。

更に、転流余裕角が正、すなわち転流型なり角が制御進
み角よりも小さくなるように制御が行われると、消弧す
るべき自己消弧形半導体スイッチ素子がすでに消弧され
ているので、このときにもギャップレスアレスタには交
流電源電圧のみが加わり、アレスタに電流が流れること
はない。

そして、転流余裕角が負、すなわち転流型なり角が制御
進み角よりも大きくなるように制御が行われると、ブリ
ッジ回路の交流側端子間には交流側に流れていた電流の
変化分及び交流側インダクタンスの影響によりピーク電
圧が生じる。この電圧はギャップレスアレスタの端子間
に微小時間印加されてアレスタに電流が流れ、転流エネ
ルギーが吸収されることになる。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図はこの実施例にかかる半導体電力変換装置の回路
構成を示したもので、図中の各構成要素１〜１３は第４
図における各構成要素１〜１３と同一のものであり、す
なわち、１は交流電源、２は交流側のインダクタンス、
３は単相ブリッジ回路、４〜７は自己消弧形半導体スイ
ッチ素子であるＧＴＯサイリスタ、８〜ｌｌは過電圧か
ら各サイリスタを保護するためのスナバ回路、１２は平
滑用リアクトル、１３は直流負荷としてのモータをそれ
ぞれ示している。

そして、図中、１８は交流電源１の電圧のピーク値以上
の電圧で動作するギャップレスアレスタである。このギ
ャップレスアレスタ１８は、先の第４図に示した転流エ
ネルギー吸収回路１４に代えてブリッジ回路３の交流側
端子間に接続されており、例えば酸化亜鉛形アレスタが
用いられている。

以下、この実施例の作用を説明する。

始めに、順変換時においては、先に第５図において説明
した作用とほぼ同一であるが、転流エネルギー吸収回路
としてダイオードブリッジ、コンデンサ及び抵抗からな
るものを使用しないため、ギャップレスアレスタ１８に
加わる電圧υａｒｒは電源電圧のピーク値Ｖｐよりも常
に小さく、ギヤップレスアレスタ１８が動作することは
ない。従って、ギャップレスアレスタ１８には電流ｉ　
ａｒｒが流れず、従来のような抵抗による電力の発生も
生じない。

次に、逆変換時の動作を詳述する。

まず、交流電源１の電圧Ｖが正であるときにＧＴｏサイ
リスタ５，６を導通状態、ＧＴＯサイリスタ４，７を逆
阻止状態としておく。このとき、交流側の電流は第１図
の点線の向きに１２となって流れているため、ブリッジ
回路３の直流側端子電圧Ｅｄは負となっている。

次いで、ＧＴＯサイリスタ５，６をゲート信号によりオ
フせず、オンゲート信号を停止し、また、ＧＴ○サイリ
スタ４，７をある点弧遅れ角をもってそれぞれのゲート
に正の信号を与えて点弧すると、ＧＴＯサイリスタ５，
６のアノード、カソード間には逆電圧が印加されること
になるため、これらのＧＴＯサイリスタ５，６は転流型
なり角を経過した後に消弧する。ここで前記点弧遅れ角
は、電源電圧Ｖの極性が反転する時刻でＧＴＯサイリス
タ４〜７の転流が終了するように設定されている。

第２図（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ前述した第６図（ａ）
〜（ｃ）に対応しており、第２図（ａ）は制御指令どお
りに転流余裕角が零となった場合、同図（ｂ）は交流電
源電圧Ｖの反転時にはまだ転流が終了していない場合、
同図（ｃ）は既に転流が完了している場合の動作波形を
示したものである。これらの各図において、第６図と同
様にＶは交流電源１の電圧を、Ｅｄはブリッジ回路３の
直流側端子電圧を、１１及び１２は交流電源１を正また
は負の向きに流れる電流を示し、また、υａｒｒはギャ
ップレスアレスタ１８に加わる電圧を、ｉ　ａｒｒはギ
ャップレスアレスタ１８に流れる電流をそれぞれ示して
いる。

逆変換時において、制御指令どおりに転流余裕角が零、
すなわち転流型なり角Ｕが制御進み角γと等しくなるよ
うに制御が行われた場合にはＧＴＯサイリスタ５，６が
強制消弧されず、ギャップレスアレスタ１８には交流電
源電圧Ｖのみが加わることになる。このとき、ギャップ
レスアレスタ１８は動作せず、電流ｉ　ａｒｒは流れな
い（第２図（ａ）参照）。

次に、転流余裕角が負、すなわち、転流型なり角Ｕが制
御進み角γより大きくなるように制御が行われた場合、
ブリッジ回路３の交流側端子間には、交流側に流れてい
た電流の変化分ΔＩｄ及びインダクタンス２の影響によ
りピーク電圧Ｖ　ａｒｒが生ずる。この電圧Ｖａｒｒは
、ギャップレスアレスタ１８の端子間に、以下の式で示
される時間ΔＴａｒｒの間印加されることになる。

しかるに、ＧＴＯサイリスタ５，６が電流を強制的に遮
断するとブリッジ回路３の交流側端子電圧はアレスタの
制限電圧Ｖ　ａｒｒに制限され、電源１を流れる電流１
１（＝ΔＩｄ）はギャップレスアレスタ１８を介して（
ｉａｒｒ＝＝ΔＩｄ）ＧＴＯサイリスタ６に流れる（第
２図（ｂ）参照）。

また、転流余裕角が負、すなわち転流型なり角Ｕが制御
進み角γより小さくなるように制御が行われた場合には
、ＧＴＯサイリスタ５，６がすでに消弧されて転流は完
了しており、ｉ工及び１２が急変化することもないため
、ギャップレスアレスタ１８には交流電源電圧■のみが
加わることになり、ギャップレスアレスタ１８は動作せ
ず、電流ｉ　ａｒｒは流れない（第２図（Ｑ）参照）。

つまり、ＧＴＯサイリスタが強制消弧されない第２図（
ａ）、（Ｃ）の場合にはギャップレスアレスタ１８に電
流が流れず、強制消弧される同図（ｂ）の場合にのみ電
流が流れることとなる。

なお、この実施例では、ギャップレスアレスタ１８とし
て酸化亜鉛素子の電圧−電流の非直線性を利用した酸化
亜鉛形アレスタを用いており、このアレスタは電圧制限
特性が優れている。第３図はその特性例であり、交流電
源電圧のピーク値Ｖｐ以下ではアレスタに電流ｉ　ａｒ
ｒが流れず、ＧＴＯサイリスタが電流を強制的に遮断す
ると、アレスタの電圧υａｒｒは制限電圧Ｖａｒｒによ
って制限されることが明らかである。

ここで、ギャップレスアレスタ１８は上記酸化亜鉛形ア
レスタに限られないのは勿論であり、同様の特性を有す
るものであれば他の非直線性抵抗素子を用いたものであ
ってもよい。

なお、第２図（ｂ）に示す例では、アレスタに発生する
エネルギーＱａｒｒは、 Ｑａｒｒ　　＝　　　　Ｌ’ΔＩｄ”　　　　（Ｊｕ１
となる。

上記実施例では半導体電力変換装置の負荷が直流モータ
ー３の場合につき説明したが１本発明は負荷が交流電動
機を駆動するインバータの場合にも適用可能である。ま
た、このインバータが電圧形インバータの場合には、電
力変換装置とインバータとの間に電流の極性切換用の回
路切換器を備えればよい。

更に、上記実施例では交流電源が単相の場合を示しであ
るが、本発明は３相などの多相交流にも同様に適用でき
ることは勿論である。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、自己消弧形半導体スイッ
チ素子を用いた半導体電力変換装置において、ブリッジ
回路の交流側にギャップレスアレスタを接続し、自己消
弧形半導体スイッチ素子の電流遮断によって強制的に転
流を行わせる時に発生する転流エネルギーのみを前記ア
レスタにより吸収するようにしたため、逆変換時及び順
変換動作時における転流エネルギー吸収回路の無駄な電
力消費を解消することができ、転流エネルギー吸収回路
、ひいては電力変換装置の小形軽量化、高効率化、更に
は低価格化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第３図は本発明の一実施例を示すもので、
第１図は全体構成を示す回路図、第２図（ａ）〜（ｃ）
は第１図における逆変換時の動作波形図、第３図は酸化
亜鉛形アレスタの特性図、第４図は従来例を示す回路図
、第５図（ａ）、（ｂ）はそれぞれ第４図における順変
換時及び逆変換時の動作波形図、第６図（ａ）〜（ｃ）
は第４図における逆変換時の動作波形図である。 １・・・交流電源　　　　　　　３・・・ブリッジ回路
４〜７・・・ＧＴＯサイリスタ １８・・・ギャップレスアレスタ 特許出願人　　　　富士電機株式会社 代理人　　弁理士　　森　１）雄　１ 第１図 雇 〃 ｊＩ３図 →Ｖ−テ 第２図 ｊＩ５図 ＋ａ〕（ｂ） 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電力変換素子としての自己消弧形半導体スイッチ素子か
   ら成るブリッジ回路を備え、かつ順変換時には前記半導
   体スイッチ素子を自己消弧させることなく他励式電力変
   換動作をさせ、逆変換時には転流余裕角が零となるよう
   に点弧制御すると共に、交流電源の電圧反転時に前記半
   導体スイッチ素子を自己消弧させる半導体電力変換装置
   において、 前記ブリッジ回路の交流側に、前記交流電源電圧のピー
   ク値以上の電圧で動作するギャップレスアレスタを接続
   したことを特徴とする半導体電力変換装置。