JPH0785666B2 - 半導体電力変換装置の制御方法 - Google Patents
半導体電力変換装置の制御方法Info
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- JPH0785666B2 JPH0785666B2 JP62088364A JP8836487A JPH0785666B2 JP H0785666 B2 JPH0785666 B2 JP H0785666B2 JP 62088364 A JP62088364 A JP 62088364A JP 8836487 A JP8836487 A JP 8836487A JP H0785666 B2 JPH0785666 B2 JP H0785666B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、GTOサイリスタ等の自己消弧形半導体スイッ
チ素子を電力変換素子として用い、交流電源から直流負
荷へ電力を供給し、また直流電源としても機能する直流
負荷から交流電源側へ電力を回生可能とした半導体電力
変換装置の制御方法に関する。
チ素子を電力変換素子として用い、交流電源から直流負
荷へ電力を供給し、また直流電源としても機能する直流
負荷から交流電源側へ電力を回生可能とした半導体電力
変換装置の制御方法に関する。
（従来の技術） 従来、交流電源へ電力回生可能な半導体電力変換装置と
しては一般に他励式の半導体電力変換装置が用いられて
おり、第５図はその一例として単相の他励式半導体電力
変換装置を示したものである。
しては一般に他励式の半導体電力変換装置が用いられて
おり、第５図はその一例として単相の他励式半導体電力
変換装置を示したものである。
図において、21は交流電源であり、22は交流側のインダ
クタンスを示している。交流電源21にはサイリスタ24〜
27により構成された単相ブリッジ形の回路23が接続され
ている。また、このブリッジ回路23の直流側には、平滑
用リアクトル28と直流負荷としてのモータ29の直列回路
が接続されている。
クタンスを示している。交流電源21にはサイリスタ24〜
27により構成された単相ブリッジ形の回路23が接続され
ている。また、このブリッジ回路23の直流側には、平滑
用リアクトル28と直流負荷としてのモータ29の直列回路
が接続されている。
第６図は、この電力変換装置に順変換動作をさせた場合
において直流側出力電圧の平均値が最大になるときの動
作波形を示したものであり、図中ｖ′は交流電源21の電
圧波形を、Ed′はブリッジ回路23の直流側の端子電圧の
波形を、ｉ′は交流電源21の電流波形をそれぞれ示した
ものである。
において直流側出力電圧の平均値が最大になるときの動
作波形を示したものであり、図中ｖ′は交流電源21の電
圧波形を、Ed′はブリッジ回路23の直流側の端子電圧の
波形を、ｉ′は交流電源21の電流波形をそれぞれ示した
ものである。
この第６図において、サイリスタ24〜27は、図では平均
直流電圧Edp′を最大にするため、ほぼ０の点弧遅れ角
で制御されている。また、ｕ′は交流側のインダクタン
ス22によって生ずる転流重なり角であり、この転流重な
り角ｕ′により、平均直流出力電圧が無負荷時の電圧Ed
o′からEdp′に低下し、また交流電源21から見た基本波
の力率角がインダクタンス22の影響によりφｐ′とな
る。
直流電圧Edp′を最大にするため、ほぼ０の点弧遅れ角
で制御されている。また、ｕ′は交流側のインダクタン
ス22によって生ずる転流重なり角であり、この転流重な
り角ｕ′により、平均直流出力電圧が無負荷時の電圧Ed
o′からEdp′に低下し、また交流電源21から見た基本波
の力率角がインダクタンス22の影響によりφｐ′とな
る。
次に、第５図の電力変換装置に逆変換動作をさせた場合
の動作波形を第７図に示す。図において、ｖ′,Ed′及
びｉ′はそれぞれ前記同様の各電圧，電流波形である。
また、α′は点弧遅れ角、γ′＝π−α′は制御進み
角、ｕ′は転流重なり角、γ′−ｕ′はサイリスタの転
流余裕を確保するための転流余裕角である。逆変換動作
の場合はこの転流余裕角γ′−ｕ′が必要なため、直流
側の平均電圧及び交流側の力率が順変換動作時の力率よ
りも更に低下することになる。更に、第７図のEd′の波
形から、転流重なり角ｕ′及び転流余裕角γ′−ｕ′に
より直流側平均電圧Edb′の大きさが減少することが明
らかであり、また同じくｉ′の波形から、交流電源21の
基本波力率角はφｂ′に増大することとなる。
の動作波形を第７図に示す。図において、ｖ′,Ed′及
びｉ′はそれぞれ前記同様の各電圧，電流波形である。
また、α′は点弧遅れ角、γ′＝π−α′は制御進み
角、ｕ′は転流重なり角、γ′−ｕ′はサイリスタの転
流余裕を確保するための転流余裕角である。逆変換動作
の場合はこの転流余裕角γ′−ｕ′が必要なため、直流
側の平均電圧及び交流側の力率が順変換動作時の力率よ
りも更に低下することになる。更に、第７図のEd′の波
形から、転流重なり角ｕ′及び転流余裕角γ′−ｕ′に
より直流側平均電圧Edb′の大きさが減少することが明
らかであり、また同じくｉ′の波形から、交流電源21の
基本波力率角はφｂ′に増大することとなる。
すなわち、このような従来の単なる他励式電力変換装置
では、順変換動作時に比べて逆変換動作時に平均直流電
圧が大幅に低下すると共に、交流側力率角が増大して力
率も大幅に低下することになる。
では、順変換動作時に比べて逆変換動作時に平均直流電
圧が大幅に低下すると共に、交流側力率角が増大して力
率も大幅に低下することになる。
この改善策として、第８図に示すような自己消弧形半導
体スイッチ素子を用いた電力変換装置が知られている。
体スイッチ素子を用いた電力変換装置が知られている。
第８図において31は交流電源、32は交流側のインダクタ
ンスを示している。交流電源31には自己消弧形半導体ス
イッチ素子としてのGTOサイリスタ34〜37により構成さ
れた単相ブリッジ形の回路33が接続されている。各GTO
サイリスタ34〜37には過電圧からGTOサイリスタを保護
するためのスナバ回路38〜41が並列に接続されており、
交流電源31には転流エネルギー吸収回路42が並列に接続
されている。このブリッジ回路33の直流側には平滑用リ
アクトル43と直流負荷としてのモータ44との直列回路が
接続されている。
ンスを示している。交流電源31には自己消弧形半導体ス
イッチ素子としてのGTOサイリスタ34〜37により構成さ
れた単相ブリッジ形の回路33が接続されている。各GTO
サイリスタ34〜37には過電圧からGTOサイリスタを保護
するためのスナバ回路38〜41が並列に接続されており、
交流電源31には転流エネルギー吸収回路42が並列に接続
されている。このブリッジ回路33の直流側には平滑用リ
アクトル43と直流負荷としてのモータ44との直列回路が
接続されている。
第９図（ａ）は第８図の電力変換装置に順変換動作をさ
せた場合、同図（ｂ）は同じく逆変換動作をさせた場合
の動作波形を示しており、この第９図においてｖ′,E
d′及びｉ′はそれぞれ前記同様の各電圧，電流波形で
ある。
せた場合、同図（ｂ）は同じく逆変換動作をさせた場合
の動作波形を示しており、この第９図においてｖ′,E
d′及びｉ′はそれぞれ前記同様の各電圧，電流波形で
ある。
そして第９図（ａ）は、交流電源31の電圧ｖ′の極性が
反転する瞬間にそれまで導通状態にあったGTOサイリス
タ（この例ではGTO34,37）を自己消弧し、阻止状態にあ
ったGTOサイリスタ（同GTO35,36）を点弧することによ
り転流重なり角を零とした場合を示している。また、同
図（ｂ）は、電圧ｖ′の極性が反転する瞬間にそれまで
導通状態にあったGTOサイリスタ（GTO35,36）を自己消
弧し、阻止状態にあったGTOサイリスタ（GTO34,37）を
点弧することにより転流重なり角及び転流余裕角を零と
した場合を示している。なお、第９図においては転流エ
ネルギー吸収回路42の影響は無視してある。
反転する瞬間にそれまで導通状態にあったGTOサイリス
タ（この例ではGTO34,37）を自己消弧し、阻止状態にあ
ったGTOサイリスタ（同GTO35,36）を点弧することによ
り転流重なり角を零とした場合を示している。また、同
図（ｂ）は、電圧ｖ′の極性が反転する瞬間にそれまで
導通状態にあったGTOサイリスタ（GTO35,36）を自己消
弧し、阻止状態にあったGTOサイリスタ（GTO34,37）を
点弧することにより転流重なり角及び転流余裕角を零と
した場合を示している。なお、第９図においては転流エ
ネルギー吸収回路42の影響は無視してある。
第９図から明らかなように、第８図に示すような自己消
弧形半導体スイッチ素子を用いた電力変換装置では、順
変換動作の場合及び逆変換動作の場合共に力率をほぼ１
とすることができ、順変換動作時における直流出力電圧
及び逆変換時における直流電圧が低下することがなく、
第５図に示した電力変換装置の欠点は一応解決されるこ
ととなる。
弧形半導体スイッチ素子を用いた電力変換装置では、順
変換動作の場合及び逆変換動作の場合共に力率をほぼ１
とすることができ、順変換動作時における直流出力電圧
及び逆変換時における直流電圧が低下することがなく、
第５図に示した電力変換装置の欠点は一応解決されるこ
ととなる。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上述した電力変換装置の制御方法では、
以下のような大きな問題点がある。
以下のような大きな問題点がある。
１）自己消弧能力を持たないサイリスタを電力変換素子
とする電力変換装置を制御する場合 前述のように、他励により電力変換を行うため、順変換
動作時に比べて逆変換動作時には平均直流電圧が低下
し、交流側力率角が増大するため力率も低下することに
なる。
とする電力変換装置を制御する場合 前述のように、他励により電力変換を行うため、順変換
動作時に比べて逆変換動作時には平均直流電圧が低下
し、交流側力率角が増大するため力率も低下することに
なる。
２）自己消弧能力を持つサイリスタを電力変換素子とす
る電力変換装置を制御する場合 イ）大容量のスナバ回路が必要となる GTOサイリスタのような自己消弧形半導体スイッチ素子
は、転流時に負荷電流に等しい電流Idを強制的に遮断す
るため、大容量のスナバ回路が必要となる。
る電力変換装置を制御する場合 イ）大容量のスナバ回路が必要となる GTOサイリスタのような自己消弧形半導体スイッチ素子
は、転流時に負荷電流に等しい電流Idを強制的に遮断す
るため、大容量のスナバ回路が必要となる。
例えばGTOサイリスタの場合、従来のサイリスタに比べ
て約５〜10倍のスナバコンデンサが必要となる。このス
ナバコンデンサの大形化に伴い、電力変換装置の大型
化、効率低下をもたらす。
て約５〜10倍のスナバコンデンサが必要となる。このス
ナバコンデンサの大形化に伴い、電力変換装置の大型
化、効率低下をもたらす。
ロ）大容量の転流エネルギー吸収回路が必要となる 第８図に示すような電力変換装置では、自己消弧形半導
体スイッチ素子により強制転流が行われ、他励式の場合
と異なって交流電源の電流はその値をId′とすると−I
d′から＋Id′へ、＋Id′から−Id′へと急速に変化す
る。
体スイッチ素子により強制転流が行われ、他励式の場合
と異なって交流電源の電流はその値をId′とすると−I
d′から＋Id′へ、＋Id′から−Id′へと急速に変化す
る。
このため、転流直後に交流側に蓄えられていたエネルギ
ーを転流エネルギー吸収回路42により吸収する必要があ
る。このときの交流側のインダクタンス32に蓄えられて
いるエネルギーＱは次のようになる。
ーを転流エネルギー吸収回路42により吸収する必要があ
る。このときの交流側のインダクタンス32に蓄えられて
いるエネルギーＱは次のようになる。
L :交流側のインダクタンス 〔Ｈ〕 Id:転流電流 〔Ａ〕 電源周波数をｆとすると、転流エネルギー吸収回路に吸
収されるエネルギーPqは、 Pq＝2fL（Id）2 〔Ｗ〕 f :交流電源周波数 〔Hz〕 L :交流側のインダクタンス 〔Ｈ〕 Id:転流電流 〔Ａ〕 となる。ここで、ｆ＝60〔Hz〕,L＝0.5〔mH〕,Id＝1000
〔Ａ〕とすると、Pq＝60〔kW〕となる。この転流エネル
ギーは、電力変換装置容量の10〜20％にも達し、このエ
ネルギーを抵抗器等で消費させる転流エネルギー吸収回
路は、電力変換装置の効率を著しく低下させ、装置全体
を大型化させる。更に、吸収されたエネルギーを補助用
電力変換装置を介して電源に回生する転流エネルギー吸
収回路の場合、変換装置が非常に高価となり、かつ大型
化する。
収されるエネルギーPqは、 Pq＝2fL（Id）2 〔Ｗ〕 f :交流電源周波数 〔Hz〕 L :交流側のインダクタンス 〔Ｈ〕 Id:転流電流 〔Ａ〕 となる。ここで、ｆ＝60〔Hz〕,L＝0.5〔mH〕,Id＝1000
〔Ａ〕とすると、Pq＝60〔kW〕となる。この転流エネル
ギーは、電力変換装置容量の10〜20％にも達し、このエ
ネルギーを抵抗器等で消費させる転流エネルギー吸収回
路は、電力変換装置の効率を著しく低下させ、装置全体
を大型化させる。更に、吸収されたエネルギーを補助用
電力変換装置を介して電源に回生する転流エネルギー吸
収回路の場合、変換装置が非常に高価となり、かつ大型
化する。
本発明は、上述した従来の半導体電力変換装置の有する
種々の欠点を解消するために提案されたもので、その目
的とするところは、他励式電力変換装置の欠点である逆
変換動作時の性能低下を改善し、更に自励式変換装置の
欠点であるスナバ回路と転流エネルギー吸収回路の大型
化を防止して装置全体の小型化及び軽量化を可能にした
半導体電力変換装置の制御方法を提供することにある。
種々の欠点を解消するために提案されたもので、その目
的とするところは、他励式電力変換装置の欠点である逆
変換動作時の性能低下を改善し、更に自励式変換装置の
欠点であるスナバ回路と転流エネルギー吸収回路の大型
化を防止して装置全体の小型化及び軽量化を可能にした
半導体電力変換装置の制御方法を提供することにある。
（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、自己消弧形半導体
スイッチ素子から成るブリッジ回路と、このブリッジ回
路の交流側に接続された交流電源と、このブリッジ回路
の交流側に並列に接続された転流エネルギー吸収回路
と、前記ブリッジ回路の直流側に接続された平滑用リア
クトルおよび直流電源としても機能する直流負荷の直列
回路とからなる他励式半導体電力変換装置の制御方法に
おいて、前記電力変換装置の順変換動作時には前記スイ
ッチ素子を自己消弧させることなく他励式電力変換動作
をさせ、前記電力変換装置の逆変換動作時には転流余裕
角が零となるように点弧制御すると共に、電源電圧反転
時に、導通を阻止するべきスイッチ素子を自己消弧させ
ることを特徴としている。
スイッチ素子から成るブリッジ回路と、このブリッジ回
路の交流側に接続された交流電源と、このブリッジ回路
の交流側に並列に接続された転流エネルギー吸収回路
と、前記ブリッジ回路の直流側に接続された平滑用リア
クトルおよび直流電源としても機能する直流負荷の直列
回路とからなる他励式半導体電力変換装置の制御方法に
おいて、前記電力変換装置の順変換動作時には前記スイ
ッチ素子を自己消弧させることなく他励式電力変換動作
をさせ、前記電力変換装置の逆変換動作時には転流余裕
角が零となるように点弧制御すると共に、電源電圧反転
時に、導通を阻止するべきスイッチ素子を自己消弧させ
ることを特徴としている。
（作用） GTOサイリスタのように自己消弧能力を持つ半導体スイ
ッチ素子を電力変換素子とする電力変換装置において、
順変換動作時にはこの半導体スイッチ素子を自己消弧さ
せることなく他励式電力変換装置と同一の動作を行い、
逆変換動作時には転流余裕角が零となるように点弧制御
すると共に、電源電圧反転時に、導通を阻止するべきス
イッチ素子を強制的にオフして自己消弧させる。
ッチ素子を電力変換素子とする電力変換装置において、
順変換動作時にはこの半導体スイッチ素子を自己消弧さ
せることなく他励式電力変換装置と同一の動作を行い、
逆変換動作時には転流余裕角が零となるように点弧制御
すると共に、電源電圧反転時に、導通を阻止するべきス
イッチ素子を強制的にオフして自己消弧させる。
（実施例） 以下、本発明の実施例を図に沿って詳述する。
第１図は本発明が適用される半導体電力変換装置を示し
た回路図である。
た回路図である。
この第１図において１は交流電源、２は交流側のインダ
クタンスを示している。交流電源１には自己消弧形半導
体スイッチ素子としてのGTOサイリスタ４〜７により構
成された単相ブリッジ形の回路３が接続されている。各
GTOサイリスタ４〜７には過電圧からサイリスタを保護
するためのスナバ回路８〜11が並列に接続されており、
交流電源１には転流エネルギー吸収回路14が並列に接続
されている。
クタンスを示している。交流電源１には自己消弧形半導
体スイッチ素子としてのGTOサイリスタ４〜７により構
成された単相ブリッジ形の回路３が接続されている。各
GTOサイリスタ４〜７には過電圧からサイリスタを保護
するためのスナバ回路８〜11が並列に接続されており、
交流電源１には転流エネルギー吸収回路14が並列に接続
されている。
ここで、転流エネルギー吸収回路14はダイオードブリッ
ジ15,コンデンサ16及び抵抗17にて構成された簡単なも
のとなっている。更に、ブリッジ回路３の直流側には、
平滑用リアクトル12と直流負荷としてのモータ13との直
列回路が接続されている。
ジ15,コンデンサ16及び抵抗17にて構成された簡単なも
のとなっている。更に、ブリッジ回路３の直流側には、
平滑用リアクトル12と直流負荷としてのモータ13との直
列回路が接続されている。
第２図は順変換動作時の動作波形を示したもので、図中
ｖは交流電源１の電圧波形を、Edはブリッジ回路３の直
流側端子電圧の波形を、ｉは交流電源１の電流波形を、
i1及びi2はそれぞれGTOサイリスタ4,7及び5,6を流れる
電流の波形を表したものである。
ｖは交流電源１の電圧波形を、Edはブリッジ回路３の直
流側端子電圧の波形を、ｉは交流電源１の電流波形を、
i1及びi2はそれぞれGTOサイリスタ4,7及び5,6を流れる
電流の波形を表したものである。
まず、GTOサイリスタ4,7が導通状態にあり、GTOサイリ
スタ5,6が逆阻止状態にあるとする。この場合には第２
図の時刻T1でGTOサイリスタ5,6をそれぞれのゲートに正
の信号を与えることにより点弧する。すると、GTOサイ
リスタ4,7のアノード，カソード間には逆電圧が加わる
ため、転流重なり角ｕを経過した後にGTOサイリスタ4,7
が消弧し、逆阻止状態となる。次いで、時刻T2において
はGTOサイリスタ4,7を点弧し、第２図に示す転流重なり
角ｕを経過した後にGTOサイリスタ5,6が消弧する。以
下、同様にして転流は繰り返される。
スタ5,6が逆阻止状態にあるとする。この場合には第２
図の時刻T1でGTOサイリスタ5,6をそれぞれのゲートに正
の信号を与えることにより点弧する。すると、GTOサイ
リスタ4,7のアノード，カソード間には逆電圧が加わる
ため、転流重なり角ｕを経過した後にGTOサイリスタ4,7
が消弧し、逆阻止状態となる。次いで、時刻T2において
はGTOサイリスタ4,7を点弧し、第２図に示す転流重なり
角ｕを経過した後にGTOサイリスタ5,6が消弧する。以
下、同様にして転流は繰り返される。
次に、逆変換動作時における制御方法を第１図及び第３
図により説明する。なお、この第３図中、v,Ed,i,i1及
びi2は第２図と同様の各電圧、電流波形である。
図により説明する。なお、この第３図中、v,Ed,i,i1及
びi2は第２図と同様の各電圧、電流波形である。
まず、交流電源１の電圧ｖが正であるときにGTOサイリ
スタ5,6が導通状態にあり、GTOサイリスタ4,7を逆阻止
状態としておく。このとき、交流側の電流は第１図で示
す点線の向きにi2となって流れているため、ブリッジ回
路３の直流側端子電圧Edは第３図に示す如く負となって
いる。
スタ5,6が導通状態にあり、GTOサイリスタ4,7を逆阻止
状態としておく。このとき、交流側の電流は第１図で示
す点線の向きにi2となって流れているため、ブリッジ回
路３の直流側端子電圧Edは第３図に示す如く負となって
いる。
次いで、点弧遅れ角α、即ち時刻T1でGTOサイリスタ4,7
をそれぞれのゲートに正の信号を与えることにより点弧
すると、GTOサイリスタ5,6のアノード，カソード間には
逆電圧が印加されることになるため、これらのGTOサイ
リスタ5,6は転流重なり角ｕを経過した後に消弧する。
ここで点弧遅れ角αは、電源電圧ｖの極性が反転する時
刻T0でGTOサイリスタ４〜７の転流が終了するように設
定されている。このことは、第３図のEdの波形からわか
るように、 （点弧遅れ角α）＋（転流重なり角ｕ）＝π であり、転流余裕角が零であることを意味している。こ
れにより、時刻T0では消弧すべきGTOサイリスタの遮断
に伴う転流エネルギーは発生ないことになる。
をそれぞれのゲートに正の信号を与えることにより点弧
すると、GTOサイリスタ5,6のアノード，カソード間には
逆電圧が印加されることになるため、これらのGTOサイ
リスタ5,6は転流重なり角ｕを経過した後に消弧する。
ここで点弧遅れ角αは、電源電圧ｖの極性が反転する時
刻T0でGTOサイリスタ４〜７の転流が終了するように設
定されている。このことは、第３図のEdの波形からわか
るように、 （点弧遅れ角α）＋（転流重なり角ｕ）＝π であり、転流余裕角が零であることを意味している。こ
れにより、時刻T0では消弧すべきGTOサイリスタの遮断
に伴う転流エネルギーは発生ないことになる。
以下同様にしてGTOサイリスタ4,7及びGTOサイリスタ5,6
は点弧及び消弧を繰り返す。なお、この転流余裕角を零
とするためには、例えば、従来から知られている転流余
裕角一定制御方式により行えばよい。
は点弧及び消弧を繰り返す。なお、この転流余裕角を零
とするためには、例えば、従来から知られている転流余
裕角一定制御方式により行えばよい。
以上、説明したように、交流電源電圧反転時に転流を完
了させ、転流余裕時間を零とするように前もって点弧遅
れ角αでGTOサイリスタを点弧する制御方法を採用する
ことにより、本発明の目的とするスナバ回路及び転流エ
ネルギー吸収回路の小型化を図ることが可能になる。
了させ、転流余裕時間を零とするように前もって点弧遅
れ角αでGTOサイリスタを点弧する制御方法を採用する
ことにより、本発明の目的とするスナバ回路及び転流エ
ネルギー吸収回路の小型化を図ることが可能になる。
しかるに、逆変換動作時に転流余裕角を零とすべく上記
転流余裕角一定制御方式による制御を行っても、転流余
裕角制御系の制御遅れや電源電圧の急変が原因となって
交流電源電圧１の反転時（第３図の時刻T0）にはまだ転
流がまだ完了しておらず、または既に転流が完了してい
る場合もあり得る。
転流余裕角一定制御方式による制御を行っても、転流余
裕角制御系の制御遅れや電源電圧の急変が原因となって
交流電源電圧１の反転時（第３図の時刻T0）にはまだ転
流がまだ完了しておらず、または既に転流が完了してい
る場合もあり得る。
すなわち、転流余裕角が零となるように制御が行われた
場合、または交流電源１の電圧ｖの反転時には既に転流
が完了している場合には問題がないが、電圧ｖの反転時
にまだ転流が完了していない場合においては、導通を阻
止するべきGTOサイリスタのアノード，カソード間の電
圧がこれから導通すべきGTOサイリスタのアノード，カ
ソード間の電圧より高くなってしまうため、転流が行わ
れないこととなる。
場合、または交流電源１の電圧ｖの反転時には既に転流
が完了している場合には問題がないが、電圧ｖの反転時
にまだ転流が完了していない場合においては、導通を阻
止するべきGTOサイリスタのアノード，カソード間の電
圧がこれから導通すべきGTOサイリスタのアノード，カ
ソード間の電圧より高くなってしまうため、転流が行わ
れないこととなる。
そこで、交流電源１の電圧ｖの反転時にまだGTOサイリ
スタの転流が終了していない場合を考慮し、交流電源１
の電圧ｖの反転時に導通を阻止するべきGTOサイリスタ
のゲートに強制的に負の信号を与えて当該GTOサイリス
タを自己消弧させ、導通させるべきGTOサイリスタのゲ
ートに正の信号を与えてGTOサイリスタの転流を確保さ
せることとした。
スタの転流が終了していない場合を考慮し、交流電源１
の電圧ｖの反転時に導通を阻止するべきGTOサイリスタ
のゲートに強制的に負の信号を与えて当該GTOサイリス
タを自己消弧させ、導通させるべきGTOサイリスタのゲ
ートに正の信号を与えてGTOサイリスタの転流を確保さ
せることとした。
第４図（ａ）は、制御指令どおりに転流余裕角が零とな
った場合、同図（ｂ）は交流電源１の電圧ｖの反転時以
前にはまだ転流が終了していない場合、同図（ｃ）は既
に転流が完了している場合のそれぞれの動作波形を示し
たものである。これらの各図において、前記同様にv,E
d,i1及びi2は前記同様の各電圧、電流波形を示す。
った場合、同図（ｂ）は交流電源１の電圧ｖの反転時以
前にはまだ転流が終了していない場合、同図（ｃ）は既
に転流が完了している場合のそれぞれの動作波形を示し
たものである。これらの各図において、前記同様にv,E
d,i1及びi2は前記同様の各電圧、電流波形を示す。
ここでは、これから消弧するべきGTOサイリスタを５、
６とし、導通するべきGTOサイリスタを４、７としてい
る。同図（ｂ）においては、交流電源１の電圧ｖの極性
が反転するＡ点では転流が完了しておらず、GTOサイリ
スタ5,6のゲートに加えられた負の信号によりこれらのG
TOサイリスタが強制的に消弧された状態を示している。
また、同図（ｂ）のEdの波形で強制転流時にピークが現
われるのは、交流側のインダクタンス２の影響によるも
のである。更に、同図（ｂ）に示すi1の波形において、
ΔIdは電源電圧ｖによる転流後の電流であるため転流電
流Idの数分の１に減少している。このため、スナバ回路
及びエネルギー吸収回路が小容量であってもGTOサイリ
スタが破壊することはない。また、同図（ｃ）の場合に
はそのEdの波形から転流余裕角（γ−ｕ）が生じること
が明らかであるが、これは比較的小さいため電力逆変換
の効率が悪くなることもない。
６とし、導通するべきGTOサイリスタを４、７としてい
る。同図（ｂ）においては、交流電源１の電圧ｖの極性
が反転するＡ点では転流が完了しておらず、GTOサイリ
スタ5,6のゲートに加えられた負の信号によりこれらのG
TOサイリスタが強制的に消弧された状態を示している。
また、同図（ｂ）のEdの波形で強制転流時にピークが現
われるのは、交流側のインダクタンス２の影響によるも
のである。更に、同図（ｂ）に示すi1の波形において、
ΔIdは電源電圧ｖによる転流後の電流であるため転流電
流Idの数分の１に減少している。このため、スナバ回路
及びエネルギー吸収回路が小容量であってもGTOサイリ
スタが破壊することはない。また、同図（ｃ）の場合に
はそのEdの波形から転流余裕角（γ−ｕ）が生じること
が明らかであるが、これは比較的小さいため電力逆変換
の効率が悪くなることもない。
なお、この実施例では、電力変換素子としてGTOサイリ
スタを用いた単相の電力変換装置による制御方法を説明
したが、電力変換素子としてはGTOサイリスタと等価と
みなせる強制転流回路を備えた半導体スイッチ素子を用
いてもよく、三相電力変換装置、あるいは三相以外の多
相電力変換装置に適用しても同様の効果が得られること
はいうまでもない。
スタを用いた単相の電力変換装置による制御方法を説明
したが、電力変換素子としてはGTOサイリスタと等価と
みなせる強制転流回路を備えた半導体スイッチ素子を用
いてもよく、三相電力変換装置、あるいは三相以外の多
相電力変換装置に適用しても同様の効果が得られること
はいうまでもない。
（発明の効果） 以上詳述したように本発明によれば、逆変換動作時には
交流電源電圧反転時に転流を完了させ、転流余裕時間を
零とするように前もって点弧遅れ角αで自己消弧形半導
体スイッチ素子を点弧する方式を採用することにより、
以下の効果を得ることができる。
交流電源電圧反転時に転流を完了させ、転流余裕時間を
零とするように前もって点弧遅れ角αで自己消弧形半導
体スイッチ素子を点弧する方式を採用することにより、
以下の効果を得ることができる。
すなわち、自己消弧形半導体スイッチ素子が遮断する電
流は順変換動作時には零であり、逆変換動作時も零であ
るので転流エネルギー吸収回路の大幅な小型化、軽量化
が可能となり、製造コストの低減及び量産化が可能にな
る。
流は順変換動作時には零であり、逆変換動作時も零であ
るので転流エネルギー吸収回路の大幅な小型化、軽量化
が可能となり、製造コストの低減及び量産化が可能にな
る。
また、逆変換動作時の力率を順変換動作時の力率とほぼ
等しくできるため、直流側リアクトルのVAも小さくで
き、同一容量のスナバ回路及び転流エネルギー吸収回路
を用いた他の電力変換装置に比べて逆変換動作時の力率
が向上する。
等しくできるため、直流側リアクトルのVAも小さくで
き、同一容量のスナバ回路及び転流エネルギー吸収回路
を用いた他の電力変換装置に比べて逆変換動作時の力率
が向上する。
更に、自己消弧形半導体スイッチ素子を用いることによ
り、順変換動作時は交流電源による転流動作を行わせ、
逆変換動作時には転流余裕角零の電源転流動作と、電源
電圧反転時に自己消弧を併用した転流動作とを行わせる
ため、上記効果の他、逆変換動作において交流電源の電
圧反転時に転流が完了していなくても転流エネルギーが
小さいため転流エネルギー吸収回路を小型化できる等の
効果がある。
り、順変換動作時は交流電源による転流動作を行わせ、
逆変換動作時には転流余裕角零の電源転流動作と、電源
電圧反転時に自己消弧を併用した転流動作とを行わせる
ため、上記効果の他、逆変換動作において交流電源の電
圧反転時に転流が完了していなくても転流エネルギーが
小さいため転流エネルギー吸収回路を小型化できる等の
効果がある。
第１図は本発明が適用される半導体電力変換装置の全体
構成を示す回路図、第２図は第１図における順変換時の
各部の動作を示す波形図、第３図は同じく逆変換時の各
部の動作を示す波形図、第４図（ａ）〜（ｃ）は逆変換
時の動作を詳細に示した波形図、第５図は従来例を説明
するための電力変換装置の回路図、第６図は第５図にお
ける順変換時の各部の動作を示す波形図、第７図は同じ
く逆変換時の各部の動作を示す波形図、第８図は他の従
来例を説明するための電力変換装置の回路図、第９図
（ａ），（ｂ）はそれぞれ第８図における順変換時及び
逆変換時の各部の動作を示す波形図である。 １……交流電源、３……ブリッジ回路 ４〜７……GTOサイリスタ 12……平滑用リアクトル、13……モータ 14……転流エネルギー吸収回路
構成を示す回路図、第２図は第１図における順変換時の
各部の動作を示す波形図、第３図は同じく逆変換時の各
部の動作を示す波形図、第４図（ａ）〜（ｃ）は逆変換
時の動作を詳細に示した波形図、第５図は従来例を説明
するための電力変換装置の回路図、第６図は第５図にお
ける順変換時の各部の動作を示す波形図、第７図は同じ
く逆変換時の各部の動作を示す波形図、第８図は他の従
来例を説明するための電力変換装置の回路図、第９図
（ａ），（ｂ）はそれぞれ第８図における順変換時及び
逆変換時の各部の動作を示す波形図である。 １……交流電源、３……ブリッジ回路 ４〜７……GTOサイリスタ 12……平滑用リアクトル、13……モータ 14……転流エネルギー吸収回路
Claims (1)
- 【請求項１】自己消弧形半導体スイッチ素子からなるブ
リッジ回路と、このブリッジ回路の交流側に接続された
交流電源と、このブリッジ回路の交流側に並列に接続さ
れた転流エネルギー吸収回路と、前記ブリッジ回路の直
流側に接続された平滑用リアクトル及び直流電源として
も機能する直流負荷の直列回路とからなる半導体電力変
換装置の制御方法において、 前記電力変換装置の順変換動作時には、前記スイッチ素
子を自己消弧させることなく他励式電力変換動作をさ
せ、前記電力変換装置の逆変換動作時には、転流余裕角
が零となるように点弧制御すると共に、電源電圧反転時
に、導通を阻止するべきスイッチ素子を自己消弧させる
ことを特徴とする半導体電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62088364A JPH0785666B2 (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62088364A JPH0785666B2 (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63257471A JPS63257471A (ja) | 1988-10-25 |
| JPH0785666B2 true JPH0785666B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=13940748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62088364A Expired - Lifetime JPH0785666B2 (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785666B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107294413B (zh) | 2016-04-08 | 2021-01-05 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS555064A (en) * | 1978-06-28 | 1980-01-14 | Tokyo Shibaura Electric Co | Power converter |
-
1987
- 1987-04-10 JP JP62088364A patent/JPH0785666B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63257471A (ja) | 1988-10-25 |
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