JPS59172980A - インバ−タ - Google Patents
インバ−タInfo
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- JPS59172980A JPS59172980A JP58045063A JP4506383A JPS59172980A JP S59172980 A JPS59172980 A JP S59172980A JP 58045063 A JP58045063 A JP 58045063A JP 4506383 A JP4506383 A JP 4506383A JP S59172980 A JPS59172980 A JP S59172980A
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- JP
- Japan
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- transistor
- period
- current
- transistors
- inverter
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はトランジスタを用いた並列ブリッジインバータ
に関づる。
に関づる。
［従来技術］
第１図は従来のトランジスタ並列ブリッジインバータで
、４つの１〜ランジスタＴＡＩ、ＴＡ２゜ＴＢｌ、ＴＢ
２をブリッジ状に並列接続し、負荷に供給すべき交流電
力の周波数に等しい周波数のパルス信号を発生する発振
器Ｏ８からのパルス信号（オン、オフ信号）によりトラ
ンジスタＴＡＩとＴＡ２．ＴＢＩとＴＢ２の組を交互に
オン、オフし、直流電源ＳＤからの直流電力を交互にオ
ン。
、４つの１〜ランジスタＴＡＩ、ＴＡ２゜ＴＢｌ、ＴＢ
２をブリッジ状に並列接続し、負荷に供給すべき交流電
力の周波数に等しい周波数のパルス信号を発生する発振
器Ｏ８からのパルス信号（オン、オフ信号）によりトラ
ンジスタＴＡＩとＴＡ２．ＴＢＩとＴＢ２の組を交互に
オン、オフし、直流電源ＳＤからの直流電力を交互にオ
ン。
オフし断続して交流電力に変換し、該交流電力を整合コ
ンデンサ（転流コンデンサ）を含む負荷回路Ｆへ供給Ｊ
る。ＬＤは該整合コンデンサに過電流が流れるのを防止
する・直流リアクトルである。
ンデンサ（転流コンデンサ）を含む負荷回路Ｆへ供給Ｊ
る。ＬＤは該整合コンデンサに過電流が流れるのを防止
する・直流リアクトルである。
さて、前記の如きインバータにより負荷に供給Ｊべき交
流信号は、例えば第２図に示す如き負荷の等価回路にお
いて、インダクタンスＬと整合コンデンサＣとの積の平
方根に２πを１１Ｆけた値の逆数から算出された、いわ
ゆる共振周波数の交流信号にするのが効率等の点で右利
であるが、実際には共振周波数よりやや高い周波数（即
ち、負荷の等価回路を容量性と見る）の交流にした方が
右利である。その理由は、前記スイッチング素子として
の１ヘランジスタの陽極（例、］レクタ又（よドレイン
）とゲート電極間の容量が入力インピーダンスに影響を
与えるので、負荷を共振性にすれば、理想的であるが実
際の装置においてはそれを実現にするのが回動であり、
１荷をインダクタンス性（負荷に供給すべき交流信号を
共振周波数よりやや低い周波数の交流にりる）にＪれば
、入力インピーダンスが発振性となり、スイッチング素
子（トランジスタ）のゲートに与えるスイッチング信号
（発振器からのパルス信号）を妨害し、インバータの動
作を不安定とし、又、負荷を容量性にすれば、入力イン
ピーダンスが容量性となり、スイッチング信号が強めら
れ、インバータが安定に動作するからである。
流信号は、例えば第２図に示す如き負荷の等価回路にお
いて、インダクタンスＬと整合コンデンサＣとの積の平
方根に２πを１１Ｆけた値の逆数から算出された、いわ
ゆる共振周波数の交流信号にするのが効率等の点で右利
であるが、実際には共振周波数よりやや高い周波数（即
ち、負荷の等価回路を容量性と見る）の交流にした方が
右利である。その理由は、前記スイッチング素子として
の１ヘランジスタの陽極（例、］レクタ又（よドレイン
）とゲート電極間の容量が入力インピーダンスに影響を
与えるので、負荷を共振性にすれば、理想的であるが実
際の装置においてはそれを実現にするのが回動であり、
１荷をインダクタンス性（負荷に供給すべき交流信号を
共振周波数よりやや低い周波数の交流にりる）にＪれば
、入力インピーダンスが発振性となり、スイッチング素
子（トランジスタ）のゲートに与えるスイッチング信号
（発振器からのパルス信号）を妨害し、インバータの動
作を不安定とし、又、負荷を容量性にすれば、入力イン
ピーダンスが容量性となり、スイッチング信号が強めら
れ、インバータが安定に動作するからである。
所が、次の様イｒ問題がある。第３図（ａ）。
（ｂ）の実線は夫々１〜ランジスタＴ△１とＴＡ２゜Ｔ
ＢｌとＴＢ２の理想的ゲート電圧波形、第３図（ｃ）、
（ｄ）の実線は夫々負荷を容絹牲にした時の１〜ランジ
スタＴＡＩとＴＡ２、ＴＢｌとＴＢ−２の理想的陽極陰
極間の電圧波形である。図中Ｇはターンオフ時に発生す
る逆電圧である。前記ゲー［へ電圧波形の立上り及び立
下りは実際には、破線に示す様にトランジスタの性質か
ら、遅れがある。これらの遅れによって、第３図（ｃ）
、（ｄ）の破線に示づ様にターンオフ時にスパイク電ｆ
ｆｓが発生し、該電圧によってトランジスタＴＡ１゜Ｔ
Ａ２．ＴＢＩ、ＴＢ２が破壊することがある。
ＢｌとＴＢ２の理想的ゲート電圧波形、第３図（ｃ）、
（ｄ）の実線は夫々負荷を容絹牲にした時の１〜ランジ
スタＴＡＩとＴＡ２、ＴＢｌとＴＢ−２の理想的陽極陰
極間の電圧波形である。図中Ｇはターンオフ時に発生す
る逆電圧である。前記ゲー［へ電圧波形の立上り及び立
下りは実際には、破線に示す様にトランジスタの性質か
ら、遅れがある。これらの遅れによって、第３図（ｃ）
、（ｄ）の破線に示づ様にターンオフ時にスパイク電ｆ
ｆｓが発生し、該電圧によってトランジスタＴＡ１゜Ｔ
Ａ２．ＴＢＩ、ＴＢ２が破壊することがある。
尚、Ｇ−は逆電圧である。では、スパイク電圧の発生す
る理由を次に説明する。１〜ランジスタがオンの状態の
時、そのインピーダンスが大略零、オフの状態の時、大
略無限大にあるとした場合、前記遅れの為に、トランジ
スタは瞬間にインピーダンスが零から無限大又は無限大
から零にはならず、遅れの時間の間に零から無限大又は
無限大から零になる。従って、オンからオフになろうと
覆るトランジスタの立下り時間とオフからオンになろう
とするトランジスタの＼ｊ［りの時間とが重なった時間
帯において、直流電源ｓＯがら直流リアクトルを介して
流れ込む電流（該電流は誘導加熱等においては一般に１
００Ａ程度である）と、トラン３− ジスタＴＡ１とＴＢ２又はＴＢＩとＴＡ２の合計インピ
ーダンス（例、１００Ω）との積に等しい高電圧（１０
ＫＶ）（スパイク電圧）がトランジスタＴＡＩの陽極と
１〜ランジスタＴＢ２の陰極間及びトランジスタＴＢＩ
の陽極とトランジスタＴＡ２の陰極間に印加され、これ
らトランジスタは破壊してしまう。
る理由を次に説明する。１〜ランジスタがオンの状態の
時、そのインピーダンスが大略零、オフの状態の時、大
略無限大にあるとした場合、前記遅れの為に、トランジ
スタは瞬間にインピーダンスが零から無限大又は無限大
から零にはならず、遅れの時間の間に零から無限大又は
無限大から零になる。従って、オンからオフになろうと
覆るトランジスタの立下り時間とオフからオンになろう
とするトランジスタの＼ｊ［りの時間とが重なった時間
帯において、直流電源ｓＯがら直流リアクトルを介して
流れ込む電流（該電流は誘導加熱等においては一般に１
００Ａ程度である）と、トラン３− ジスタＴＡ１とＴＢ２又はＴＢＩとＴＡ２の合計インピ
ーダンス（例、１００Ω）との積に等しい高電圧（１０
ＫＶ）（スパイク電圧）がトランジスタＴＡＩの陽極と
１〜ランジスタＴＢ２の陰極間及びトランジスタＴＢＩ
の陽極とトランジスタＴＡ２の陰極間に印加され、これ
らトランジスタは破壊してしまう。
［発明の目的］
本発明はこの様な問題を解決することを目的としてなさ
れたものである。
れたものである。
本発明はトランジスタをブリッジ状に接続し、１組の対
角線上の２点から供給される直流電力を、各トランジス
タに供給されるスイッチング信号の周波数に対応した交
流電力に変換し、該交流電力を負荷回路へ供給するよう
になしたインバータにおいて、オンからオフに変わるト
ランジスタの立下りの始まりが適宜遅れる様に又はオフ
からオンに変わるトランジスタの立上りの始まりが適宜
早くなる様に前記スイッチング信号をコン１〜［」−ル
する回路を設（プたインバータを提供りる。
角線上の２点から供給される直流電力を、各トランジス
タに供給されるスイッチング信号の周波数に対応した交
流電力に変換し、該交流電力を負荷回路へ供給するよう
になしたインバータにおいて、オンからオフに変わるト
ランジスタの立下りの始まりが適宜遅れる様に又はオフ
からオンに変わるトランジスタの立上りの始まりが適宜
早くなる様に前記スイッチング信号をコン１〜［」−ル
する回路を設（プたインバータを提供りる。
４−
発明の原理
本発明は次の考えに基づいてなされた。スパイク電圧は
前記した様に、トランジスタＴＡＩ及びＴＡ２の立上り
期間又は立下り期間と、トランジスタＴＢ１及びＴＢ２
の立下り期間又は立上り期間との重なった時間帯におい
て、１〜ランジスタＴＡ１とＴＢ２又はＴＢＩとＴＡ２
の合計インピーダンスが大となり、ここに直流電源ＳＤ
から直流リアクトルＬＤを介して大電流が流れ込むこと
によっ−（生じるので、トランジスタの立下りが始まる
のを遅らせるか又は立上がりが始まるのを早めるかして
トランジスタのオン期間を長くし、トランジスタＴＡＩ
及びＴＡ２の立上り期間又は立下り期間と、トランジス
タＴＢＩ及びＴＢ２の立下り期間又は立上り期間とが重
ならない期間、即ち、各トランジスタのオンオフ切換え
時前後で、トランジスタＴＡＩ及びＴＡ２のオン期間（
ｈランジスタＴＡＩ及びＴＡ２のインピーダンスが零に
近い期間）と、トランジスタＴＢＩ及びＴ Ｂ’ ２の
オン期間（トランジスタＴＡ１及びＴＡ２のインビ−ダ
ンスが零に近い期間）が重なる期間（この期間を同時オ
ン期間と称す）を作れば、トランジスタＴＡ１と−１−
Ｂ２ヌｌＪＴ Ｂ １とＴＡ２の合計インピーダンスは
非常に小さく（例、０．５Ω程度）直流電源ＳＤから大
電流が流れても、高電圧のスパイク電圧は発生しない。
前記した様に、トランジスタＴＡＩ及びＴＡ２の立上り
期間又は立下り期間と、トランジスタＴＢ１及びＴＢ２
の立下り期間又は立上り期間との重なった時間帯におい
て、１〜ランジスタＴＡ１とＴＢ２又はＴＢＩとＴＡ２
の合計インピーダンスが大となり、ここに直流電源ＳＤ
から直流リアクトルＬＤを介して大電流が流れ込むこと
によっ−（生じるので、トランジスタの立下りが始まる
のを遅らせるか又は立上がりが始まるのを早めるかして
トランジスタのオン期間を長くし、トランジスタＴＡＩ
及びＴＡ２の立上り期間又は立下り期間と、トランジス
タＴＢＩ及びＴＢ２の立下り期間又は立上り期間とが重
ならない期間、即ち、各トランジスタのオンオフ切換え
時前後で、トランジスタＴＡＩ及びＴＡ２のオン期間（
ｈランジスタＴＡＩ及びＴＡ２のインピーダンスが零に
近い期間）と、トランジスタＴＢＩ及びＴ Ｂ’ ２の
オン期間（トランジスタＴＡ１及びＴＡ２のインビ−ダ
ンスが零に近い期間）が重なる期間（この期間を同時オ
ン期間と称す）を作れば、トランジスタＴＡ１と−１−
Ｂ２ヌｌＪＴ Ｂ １とＴＡ２の合計インピーダンスは
非常に小さく（例、０．５Ω程度）直流電源ＳＤから大
電流が流れても、高電圧のスパイク電圧は発生しない。
しかし、前記同時オン期間には制限がある。それを次に
説明する。例えば１〜ランジスタＴＡＩとＴＡ２がオン
、ＴＢｌとＴａ２がＡノの状態である時、第４図に示す
様に、直流電源ＳＤからの電流ｉがＴＡｌ、負荷、ＴＡ
２を通過し、転流コンデンサＣは充電される。次に、第
５図のゲート電圧波形（太い実線ＧＡはＴＡｌとＴＡ２
のグー１〜電圧波形、細い実線ＧＢはＴＢＩとＴａ２の
グー１〜電圧波形）に示す様に、グー１〜電圧波形Ｇ
Ｂ ｌｆｉ立上り期間（ｔ、ｏｌｌ）を経て、王Ｂ１と
Ｔａ２がオンの状態になると、この時未だオン状態にあ
る丁Ａｌ、ＴＡ２と共にＴＩ’３１゜Ｔａ２のインピー
タンスも零に近くなり、前記転流コンデンサＯは時点１
】で放電し始める。該放電により、第４図に示り様に、
ＴＡＩ、ＴＢｌ。
説明する。例えば１〜ランジスタＴＡＩとＴＡ２がオン
、ＴＢｌとＴａ２がＡノの状態である時、第４図に示す
様に、直流電源ＳＤからの電流ｉがＴＡｌ、負荷、ＴＡ
２を通過し、転流コンデンサＣは充電される。次に、第
５図のゲート電圧波形（太い実線ＧＡはＴＡｌとＴＡ２
のグー１〜電圧波形、細い実線ＧＢはＴＢＩとＴａ２の
グー１〜電圧波形）に示す様に、グー１〜電圧波形Ｇ
Ｂ ｌｆｉ立上り期間（ｔ、ｏｌｌ）を経て、王Ｂ１と
Ｔａ２がオンの状態になると、この時未だオン状態にあ
る丁Ａｌ、ＴＡ２と共にＴＩ’３１゜Ｔａ２のインピー
タンスも零に近くなり、前記転流コンデンサＯは時点１
】で放電し始める。該放電により、第４図に示り様に、
ＴＡＩ、ＴＢｌ。
Ｃの閉回路とＴＡ２．Ｃ，Ｔａ２の閉回路にチャージ電
流１０が流れようとする。この際、直流電源ＳＤからの
直流リアクトルＬＤを介して流れて来る電流ｉはＴＡＩ
とＴａ２の側の枝と、ＴＢＩとＴＡ２側の枝に大略二分
されて流れるので、ＴＡｌとＴＡ２にはチャージ電流１
０と該電流１／２の差に等しい電流１０″が該電流１／
２と逆向きに流れることになる。所がチャージ電流１０
が流れ始めてから１２０時点以後、該電流１０が前記電
流１７／２より小さくなると、電流ｉｏ−が電流１／２
と同じ向きに流れる。さて、■１〜Ｔ２の期間において
はトランジスタＴＡ１及びＴＡ２を流れる電流１０−が
直流電源からの電流１／２の向きと逆であるが、この時
、ＴＡＩとＴＡ２をオフしても直流電源ＳＤからの直流
リアクトルＬＤを介して流れて来る電流はオンしている
ＴＢｌ、負荷、Ｔａ２へ流れるから問題はない。しかし
、Ｔ２以後、ｉ。
流１０が流れようとする。この際、直流電源ＳＤからの
直流リアクトルＬＤを介して流れて来る電流ｉはＴＡＩ
とＴａ２の側の枝と、ＴＢＩとＴＡ２側の枝に大略二分
されて流れるので、ＴＡｌとＴＡ２にはチャージ電流１
０と該電流１／２の差に等しい電流１０″が該電流１／
２と逆向きに流れることになる。所がチャージ電流１０
が流れ始めてから１２０時点以後、該電流１０が前記電
流１７／２より小さくなると、電流ｉｏ−が電流１／２
と同じ向きに流れる。さて、■１〜Ｔ２の期間において
はトランジスタＴＡ１及びＴＡ２を流れる電流１０−が
直流電源からの電流１／２の向きと逆であるが、この時
、ＴＡＩとＴＡ２をオフしても直流電源ＳＤからの直流
リアクトルＬＤを介して流れて来る電流はオンしている
ＴＢｌ、負荷、Ｔａ２へ流れるから問題はない。しかし
、Ｔ２以後、ｉ。
がｉ／２と同じ向ぎに流れるが、この時、ＴＡｌとＴＡ
２をオフすると、直流リアクｌ〜ル［Ｄはインピーダン
スが増え始めるＴＡｌとＴＡ２に大雪７− 流を流そうとして高電Ｉｔ （この電圧もスパイク電圧
と称（）を発生してしまう。この結果、トランジスタＴ
△１、ＴＡ２、ＴＢＩＴＢ２は破壊してしまう。以上の
説明から同時オン期間はチャージ電流１０が直流電源か
らの電流ｉ／２より小さくならない時間を考慮し−Ｃ設
定される。
２をオフすると、直流リアクｌ〜ル［Ｄはインピーダン
スが増え始めるＴＡｌとＴＡ２に大雪７− 流を流そうとして高電Ｉｔ （この電圧もスパイク電圧
と称（）を発生してしまう。この結果、トランジスタＴ
△１、ＴＡ２、ＴＢＩＴＢ２は破壊してしまう。以上の
説明から同時オン期間はチャージ電流１０が直流電源か
らの電流ｉ／２より小さくならない時間を考慮し−Ｃ設
定される。
以上のことから同時オン期間は次の様にして設定される
。オンからオフになるトランジスタの立下りが始まる時
間を、立上り時間（第５図ｔｏｆｆ ）以上遅らせるが
、転流コンデンサによるチージ電流が直流電源から直流
リアクトルを介してオンからオフになるトランジスタに
流れ込む電流より大きい期間（第５図のＴ１〜Ｔ２ ）
を越えぬ様に遅らせればよい。従って、同時オン期間の
最大値は第５図に示す様にＴ２から立下りが始まる、い
わゆるＴ１〜Ｔ２の期間となる。通常は、このＴ１〜Ｔ
２の間に立下りが始まればよい。尚、オフからオンにな
るトランジスタの立上りが始まる時間を、立下り時間（
ｔｏｆｆ）以上早めるが血流コンデンサによるチャージ
電流が直流電源から直流リア８− クトルを介してオンがオフになるトランジスタに流れ込
む電流より大きい期間を越えぬ様に早めればよい。
。オンからオフになるトランジスタの立下りが始まる時
間を、立上り時間（第５図ｔｏｆｆ ）以上遅らせるが
、転流コンデンサによるチージ電流が直流電源から直流
リアクトルを介してオンからオフになるトランジスタに
流れ込む電流より大きい期間（第５図のＴ１〜Ｔ２ ）
を越えぬ様に遅らせればよい。従って、同時オン期間の
最大値は第５図に示す様にＴ２から立下りが始まる、い
わゆるＴ１〜Ｔ２の期間となる。通常は、このＴ１〜Ｔ
２の間に立下りが始まればよい。尚、オフからオンにな
るトランジスタの立上りが始まる時間を、立下り時間（
ｔｏｆｆ）以上早めるが血流コンデンサによるチャージ
電流が直流電源から直流リア８− クトルを介してオンがオフになるトランジスタに流れ込
む電流より大きい期間を越えぬ様に早めればよい。
［実施例］
第６図は前記原理に基づいてなされたトランジスタ並列
インバータの一実施例で、図中第１図にて用いた記号と
同一記号のものは同一構成要素である。
インバータの一実施例で、図中第１図にて用いた記号と
同一記号のものは同一構成要素である。
図中ＣＣは負荷に供給すべき直流電力の周波数に等しい
周波数のパルス信号を発生する発振器Ｏ８からのパルス
信号（オンオフ信号）の立下りの始まり（又は立上りの
始まり）を前記原理で述べた同時オン期間を考慮して送
らせ（又は早め）、トランジスタＴＡＩとＴＡ２、ＴＢ
ｌとＴａ２の各ゲートに互いに位相を逆にして送る様に
した位相制御回路で、前記発振器Ｏ８からのパルス信号
の周波数に応じて適宜な同時オン期間を有するゲート電
圧を発生させる様にしている。すなわち、パルス信号の
周波数が高ければ立下がりの始まりを遅らせ、又は立上
りの始まりの早まりを短くし、周波数が低ければ逆に長
くする様に発振器Ｏ８からのパルス信号の位相を制御す
る。該制御回路は例えば第７図に示す様に制御器Ｑの指
令ににり抵抗値を可変Ｊる可変抵抗器ＲＯとコンデンサ
ｃ。
周波数のパルス信号を発生する発振器Ｏ８からのパルス
信号（オンオフ信号）の立下りの始まり（又は立上りの
始まり）を前記原理で述べた同時オン期間を考慮して送
らせ（又は早め）、トランジスタＴＡＩとＴＡ２、ＴＢ
ｌとＴａ２の各ゲートに互いに位相を逆にして送る様に
した位相制御回路で、前記発振器Ｏ８からのパルス信号
の周波数に応じて適宜な同時オン期間を有するゲート電
圧を発生させる様にしている。すなわち、パルス信号の
周波数が高ければ立下がりの始まりを遅らせ、又は立上
りの始まりの早まりを短くし、周波数が低ければ逆に長
くする様に発振器Ｏ８からのパルス信号の位相を制御す
る。該制御回路は例えば第７図に示す様に制御器Ｑの指
令ににり抵抗値を可変Ｊる可変抵抗器ＲＯとコンデンサ
ｃ。
の直列回路から成り、前記制御器Ｑの周波数指令を受（
プてパルス信号を発づ−る発振器Ｏ８からのパルス信号
の周波数に応じて抵抗値を酊変し、該周波数に応じて前
記原理に従った同時オン期間にゲート電圧が発生出来る
様にパルス信号の位相をコントロールする。
プてパルス信号を発づ−る発振器Ｏ８からのパルス信号
の周波数に応じて抵抗値を酊変し、該周波数に応じて前
記原理に従った同時オン期間にゲート電圧が発生出来る
様にパルス信号の位相をコントロールする。
斯くの如きインバータにおい−Ｃ１第５図のゲート電圧
信号に示す様に、１〜ランジスタＴＢＩとＴＢ２がオフ
の状態からオンの状態になっても、同時オン期間１〜ラ
ンジスタＴＡ１とＴＡ２がオンの状態であるので、スパ
イク電圧が全く生ずることがない。
信号に示す様に、１〜ランジスタＴＢＩとＴＢ２がオフ
の状態からオンの状態になっても、同時オン期間１〜ラ
ンジスタＴＡ１とＴＡ２がオンの状態であるので、スパ
イク電圧が全く生ずることがない。
［効果コ
従って、本発明によればスパイク電圧による１〜ランジ
スタの破壊は全く発生しない。
スタの破壊は全く発生しない。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の１〜ランジスタ並列インバータ、第２図
は負荷回路、第３図は前記インバータの電圧波形図、第
４図及び第５図は本発明の詳細な説明の為に用いた図、
第６図は本発明の一実施例を示した１〜ランジスタ並列
インバータ、第７図はその一部詳細図である。 ＳＤ ： ロー流！ １Ｉｌｉｉ ＬＤ：直流リアクトル １−Ａ１．ＴＡ２．ＴＢｌ、ＴＢ２ ： ｔ−ランジス
タ［：負荷回路 Ｏ８：発振器 ＣＣ二位相制御回路 Ｑ：制御回路 特許出願人 日本電子株式会社 代表者 伊藤 −夫 第１図 第６図 特開昭５９−１７２９８０（５）
は負荷回路、第３図は前記インバータの電圧波形図、第
４図及び第５図は本発明の詳細な説明の為に用いた図、
第６図は本発明の一実施例を示した１〜ランジスタ並列
インバータ、第７図はその一部詳細図である。 ＳＤ ： ロー流！ １Ｉｌｉｉ ＬＤ：直流リアクトル １−Ａ１．ＴＡ２．ＴＢｌ、ＴＢ２ ： ｔ−ランジス
タ［：負荷回路 Ｏ８：発振器 ＣＣ二位相制御回路 Ｑ：制御回路 特許出願人 日本電子株式会社 代表者 伊藤 −夫 第１図 第６図 特開昭５９−１７２９８０（５）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 トランジスタをブリッジ状に接続し、１組の対角線上の
２点から供給される直流電力を、各トランジスタに供給
されるスイッチング信号の周波数に対応しＩＣ交流電力
に変換し、該交流電力を負荷回路へ供給するようになし
たインバータにおいて、オンからオフに変わるトランジ
スタの立下りの始まりが適宜遅れる様に又はオフからオ
ンに変わるトランジスタの立上りの始まりが適宜早くな
る様に前記スイッチング信号を］ンｌ〜ロールする回路
を設【プたことを特徴とするインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58045063A JPS59172980A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58045063A JPS59172980A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | インバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59172980A true JPS59172980A (ja) | 1984-09-29 |
Family
ID=12708892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58045063A Pending JPS59172980A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59172980A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4672524A (en) * | 1985-09-03 | 1987-06-09 | Hitachi, Ltd. | Overcurrent and overvoltage protected transistor inverter |
| US5027038A (en) * | 1989-04-28 | 1991-06-25 | U.S. Philips Corporation | DC/AC converter for the supply of a gas and/or vapor discharge lamp |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5027924A (ja) * | 1973-07-16 | 1975-03-22 |
-
1983
- 1983-03-17 JP JP58045063A patent/JPS59172980A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5027924A (ja) * | 1973-07-16 | 1975-03-22 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4672524A (en) * | 1985-09-03 | 1987-06-09 | Hitachi, Ltd. | Overcurrent and overvoltage protected transistor inverter |
| US5027038A (en) * | 1989-04-28 | 1991-06-25 | U.S. Philips Corporation | DC/AC converter for the supply of a gas and/or vapor discharge lamp |
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