JPH0542226B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発明はゲートターンオフサイリスタや静電誘
導サイリスタ等ゲート電極に負の電流を供給する
ことにより消弧動作を行う自己消弧形サイリスタ
に係り、特に各種のチヨツパ回路やインバータ回
路など自己消弧形サイリスタのアノード・カゾー
ド間電圧がほぼ矩形波状となる応用分野に適用し
得る自己消弧形サイリスタのゲート電源回路に関
する。 〔従来技術とその問題点〕 自己消弧形サイリスタは、そのゲート電極に正
のゲート電流を供給することによつて点弧動作を
させ、負のゲート電流を供給することにより消弧
動作を行えるものであり、正ゲート電流が極く僅
かでよいのに対して、消弧時の負ゲート電流は短
時間ではあるがアノード電流の数分の一程度の大
きさを必要とするものが一般的である。したがつ
て、負ゲート電流を供給するためのゲート電源も
比較的大容量のものを必要としていた。 さらに、近年サイリスタのスイツチング時間を
短縮して動作周波数を上げることが容易になつて
きており、例えば静電誘導サイリスタでは1MHz
に近い高周波スイツチング動作を行うことも可能
になつてきた。かような高周波動作時には負ゲー
ト電流を供給する頻度も上がり、したがつてます
ます大容量のゲート電源を必要とすることとなつ
て経済的にも構造的にも好ましくないものとなつ
てしまう。 そして、かくの如きゲート電源の大型化を解消
する方法として、サイリスタのスナバー回路のコ
ンデンサエネルギーをゲート電源に利用する手法
が知られている。 しかしながら、この種のスナバーコンデンサエ
ネルギーをゲート電源に回生させる技術において
は、原理的な問題点を有するものとなる。すなわ
ち、スナバー動作をさせるに最適なコンデンサ容
量と、ゲート電源への回生動作をさせるに最適な
コンデンサ容量が一致するとは限らず、前者が後
者より小容量の場合ゲート電源容量の低減効果が
あまり期待できないことになる。 特に、高周波動作を行う場合必然的にサイリス
タにかかるアノード・カソード間電圧も急峻なも
のが必要となり、したがつてスナバーコンデンサ
は小容量となる傾向をもつ。一方、ゲート電源の
容量増大からスナバーコンデンサを大きく必要が
あり、このため通常最適なスナバーコンデンサの
値が存在し得ないものとなつて十分な機能を発揮
できないものになつてしまう。 〔発明の構成〕 本発明は上述したような点に鑑みて、スナバー
回路とは別にスナバー動作を行うことなく主回路
電源よりゲート電源への電力回生を行う回路を配
することによつて問題点の除去を図り、主回路電
源からリアクトルおよびコンデンサによる共振作
用と自己消弧形サイリスタのスイツチング動作を
用いることより、サイリスタのアノード・カソー
ド間電圧の変化率を徒らに低下させることなく、
しかも主回路から充分なエネルギーをゲート電源
に回生させる如く効用可能な装置を提供せんとす
るものである。以下、本発明を図面に基づいて説
明する。 第１図および第２図は本発明による一実施例の
主要部構成を示す図およびその各部波形を示す図
で、１は主回路電源、２は負荷回路、３は自己消
弧形サイリスタ、４はスナバー回路、５はゲート
電源、６は自己消弧形サイリスタ３の消弧のタイ
ミングを制御するためのスイツチング素子、７は
コンデンサ、８はリアクトル、９，１０はダイオ
ード、V_AKは自己消弧形サイリスタ３のアノー
ド・カソード間電圧、V_Cはコンデンサ７の電圧
である。ここに、スナバー回路４は図示のような
コンデンサＣ、ダイオードＤおよび抵抗器Ｒから
構成される慣用のもので示されているが、他の種
別のものであつてもさしつかえない。また、自己
消弧形サイリスタ３には通常点弧のための正ゲー
ト電流を供給するための回路が必要となるが、こ
こでは直接関連しないため割愛している。 第１図に示した如き接続構成の機能はつぎの如
くである。 すなわち、第１図に示した主回路構成は簡単な
チヨツパ回路の一例であり、負荷回路２に印加さ
れる電圧を自己消弧形サイリスタ３の点弧期間と
消弧期間の比を変えることにより制御することが
できる。なお、ここでは説明を簡単化するため負
荷回路２を純抵抗とし、その抵抗値はコンデンサ
７やリアクトル８のインピーダンスに比べて十分
低いものと仮定する。そして、この条件は必ずし
も必要ではなく抵抗値が大きくても、フライホイ
ールダイオードを有する誘導性負荷であつても若
干の波形変化が伴うものの本質的な動作には影響
するものではない。 さて、第１図においていまスイツチング素子６
が閉路し、自己消弧形サイリスタ３にゲート電源
５より負のゲート電流が供給されて自己消弧形サ
イリスタ３が消弧したとする。 すると、自己消弧形サイリスタ３のアノード・
カソード間電圧V_AKは負荷回路２の抵抗とスナバ
ー回路４の定数により定まる傾斜を有して立ち上
がり、第２図において時刻T₀から示される如く
主回路電源１の電圧V_Mにまで上昇する。 ここに、負荷抵抗値が小さくスナバーコンデン
サ容量も小さいものとすると、アノード・カソー
ド間電圧V_AKはほぼ段階状に上昇したとみなさ
れ、この電圧がコンデンサ７、リアクトル８およ
びダイオード９の直列回路に印加されるものとな
る。すなわち、この状態を等価回路で表わすと第
３図イの如くである。ここで、ダイオード９を理
想的なものとみなせば、コンデンサ７とリアクト
ル８の直列回路に主回路電源１の電圧V_Mが階段
状に加わつたこととなり、このときの動作は周知
の如くコンデンサ７の容量をC₁、リアクトル８
のインダクタンスをL₁とするに、（π√₁・₁）
秒後したがつて第２図において時刻T₁にてコン
デンサ７の電圧V_Cは（2V_M）に達するものとな
る。なお、原理的には時刻T₀から時刻T₁までの
動作期間では主回路電源１のエネルギーがコンデ
ンサ７に移行したことであり、これに伴う損失は
零である。 そして、時刻T₁以後コンデンサ７に（2V_M）
にまで充電された電荷は、 コンデンサ７→負荷回路２→主回路電源１→ゲ
ート電源５→ダイオード１０→リアクトル８→コ
ンデンサ７ の経路で放電を始める。したがつて、これを等価
回路で表わすと第３図ロの如くである。 このときもダイオード１０を理想的なものとみ
なすと、やはり時刻T₁から（π√₁・₁）秒後
の時刻T₂においてコンデンサ７の電圧V_Cは、ゲ
ート電源５の電圧をV_Gとするにつぎの如くとな
る。 V_C＝2V_M−２（2V_M−V_M−V_G）＝2V_G ……(1) このように、時刻T₁から時刻T₂の期間は第３
図ロに示す電流Ｉの方向に流れるため、ゲート電
源５にエネルギーが回生される。 よつて、この期間に回路に流れると電流と時間
の積（Ｉ・Ｔ）はコンデンサ７の電圧V_Cが
（2V_M）から（2V_G）に変化したことに着目する
に、 Ｉ・Ｔ＝C₁（2V_M−2V_G）＝2C₁（V_M−V_G）……(2) となるから、ゲート電源５への回生電力量は、 V_G・Ｉ・Ｔ＝2C₁V_G（V_M−V_G） ……(3) である。このようにして、少なくとも式(3)に相当
する分だけゲート電源５の容量を減らすことがで
きる。 さらに、時刻T₂から時刻T₃の期間では第３図
イの等価回路の動作となり、時刻T₃にてコンデ
ンサ７の電圧V_Cは、 V_C＝2V_G＋２（V_M−2V_G）＝２（V_M−V_G） ……(4) となる。この期間は時刻T₀から時刻T₁までの期
間と同様にゲート電源への電力回生は行われない
が、コンデンサ７のエネルギーが主回路電源１よ
り補給されるものとなる。また、時刻T₃から時
刻T₄の期間では再び第３図ロの等価回路の動作
となり、時刻T₄におけるコンデンサ７の電圧V_C
は、 V_C＝2V_M−V_G）−２｛2V_M−V_G） −V_M−V_G｝＝4V_G ……(5) となつて、ゲート電源５への電力回生が行われ
る。ただし、この期間の回生量は、時刻T₁から
時刻T₂の期間に比べれば電圧V_Cの変化量からも
明らかなようにかなり小さなものとなる。さらに
は、このような動作が自己消弧形サイリスタ３が
消弧している間に繰り返えすことになるが、第３
図ロの等価回路の動作の終了時点におけるコンデ
ンサ７の電圧V_M以上になつたとき、あるいは第
３図イの等価回路の動作の終了時点における電圧
V_Cが（V_M＋V_G）以下となつたときには、その時
点で動作が終了して電圧V_Cは一定値を保つもの
となる。 また、自己消弧形サイリスタ３が点弧状態とな
つた場合第３図イ，ロにおける主回路電源１の電
圧V_Mを零として同様に考えればよく、やはり同
じように第３図イ，ロの等価回路の動作を交互に
繰り返してコンデンサ７のエネルギーをゲート電
源５に回生する。ただし、消弧時にコンデンサ７
などの電流が主回路電源１と負荷回路２を流れて
いたが、点弧時には自己消弧形サイリスタ３を流
れることとなる。そして、電圧V_Cが電圧V_G以下
となつたとき動作を停止するのは消弧時と同様で
ある。 かようにして、時刻T₀から１回目の回生動作
が終了するまでの時刻T₂までの期間、したがつ
て（2π√₁・₁）を主回路動作上の自己消弧形
サイリスタ３の消弧期間よりも短かくなるよう
L₁，C₁の値を定める必要がある。そして、電力
回生量がそのC₁に比例することから所望の回生
量に応じてコンデンサ７の容量を求め、つぎにリ
アクトル８のインダクタンスの値を（2π√₁・
C₁）が適切となるよう定めるのが実用的であろ
う。 なお、上記説明では主回路例として簡単なチヨ
ツパ回路を用いて行つたが各種のインバータ回路
であつてもよい。実用化されているチヨツパやイ
ンバータでは通常複数個のサイリスタを使用して
おり、それぞれのサイリスタにゲート電源が必要
であることから複数個のフローテイングがされ、
しかも相互間の高周波的通路も極力小さくする必
要が生じる。このため、一般的にこの種の電源は
複雑で高価なものになり易いことは周知である。 〔発明の効果〕 以上説明した如く本発明によれば、スナバー作
用を行なわぬコンデンサを介在させ主回路電源の
エネルギーをゲート電源へ回生可能になり、自己
消弧形サイリスタの特性に合わせてコンデンサ容
量を選択することによつてゲート電源の容量増大
を抑制し、かつ低容量化されたゲート電源回路を
格別に実現し得る装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は本発明による一実施例の
主要部構成を示す図およびその各部波形を示す
図、第３図は第１図の作用を説明するため示した
等価回路図である。 １……主回路電源、３……自己消弧形サイリス
タ、５……ゲート電源、６……スイツチング素
子、７……コンデンサ、８……リアクトル、９，
１０……ダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 負のゲート電流を供給することにより消弧動
   作を行う自己消弧形サイリスタにおいて、コンデ
   ンサとリアクトルと自己のカソード電極が前記自
   己消弧形サイリスタのカソードに接続された第１
   のダイオードの直列回路を自己消弧形サイリスタ
   のアノードとカソード間に具備するとともに、消
   弧タイミングを制御するスイツチング素子と陽極
   が前記自己消弧形サイリスタのカソードに接続さ
   れたゲート電源の直列回路を自己消弧形サイリス
   タのゲートとカソード間に備え、自己のカソード
   電極を前記第１のダイオードのアノード電極に、
   自己のアノード電極を前記ゲート電源の陰極に接
   続した第２のダイオードを設けて成ることを特徴
   とする自己消弧形サイリスタのゲート電源回路。