JPH074069B2 - 自己消弧形スイッチング素子のスナバ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はゲートターンオフサイリ
スタ（ＧＴＯ），静電誘導サイリスタ（ＳＩ）などの自
己消弧機能をもつサイリスタ（以下単にサイリスタとい
う）や、トランジスタ（Ｔr ），ＩＧＢＴなどの自己消
弧形のスイッチング素子から構成されるブリッジインバ
ータのスナバ回路に係り、特にスナバ回路の電力を電源
に返還して回路損失を低減するとともに、ターンオン時
の同一アームの他のスイッチング素子のスナバ回路への
充電電源によるターンオン損失を低減させた自己消弧形
スイッチング素子のスナバ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２はサイリスタのスナバ回路の慣用例
を示し、１は直流電源、2a，2bはサイリスタ、3a，3bは
エネルギー帰還のための帰還ダイオード、4a，4bはスナ
バコンデンサ、5a，5bはスナバダイオード、6a，6bはス
ナバ抵抗である。かかる回路構成においては、直流電源
１に接続されるブリッジインバータを構成するサイリス
タ2a，2bがオンオフを繰り返すことから、アーム出力端
７に交流電力を供給するところである。

【０００３】いま、サイリスタ2aがターンオンしていた
状態からターンオフの状態に移行すると、サイリスタ2a
に流れていた電流がスナバダイオード5aおよびスナバコ
ンデンサ4aを通って流れ、サイリスタ2aのターンオフ損
失を低減し、サイリスタ2aに印加される電圧の急激な上
昇を防止して過電圧を抑制する。さらに、サイリスタ2a
がターンオフしていた状態からターンオンの状態に移行
すると、ターンオフ時に充電されていたスナバコンデン
サ4aの電荷がスナバ抵抗6aとサイリスタ2aを通して放電
される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この種の従来回路にお
いては、スナバコンデンサの電荷はサイリスタのオンオ
フに応じて充放電を繰り返していた。そのときスナバ抵
抗で発生する損失Ｐは、スナバコンデンサの容量Ｃ，充
電電圧をＶ，動作周波数をＦとすると、およそ次式で表
すことができる。 Ｐ＝（１／２）ＣＶ² Ｆ ・・・・・・・・・・・

【０００５】このスナバ抵抗による損失Ｐは、特に電
圧，周波数が大きな場合、またインバータが大型化して
配線インダクタンスが大きく，容量Ｃを大きくしなけれ
ばならない場合などには急速に増大し、効率が悪くなる
とともに、発生熱量が大きなって熱処理に問題を生じ
る。さらに、サイリスタがターンオフ状態からターンオ
ン状態に移行すると、サイリスタには同一アームの他の
サイリスタのスナバコンデンサの充電電流がアーム出力
端に流れる負荷電流に重畳されるために、サイリスタの
ターンオン損失が増加するという問題もあった。

【０００６】

【課題を解決するための手段】しかして、本発明にかか
る回路はつぎの如く構成される。（１）直流電源正極側
の第１のスイッチング素子のアノード側に第１のスナバ
ダイオードを接続し、かつカソード側に第１のスナバコ
ンデンサを接続した第１のスナバ回路を有し、（２）ま
た負荷側の第２のスイッチング素子のアノード側に第２
のスナバコンデンサを接続し、かつカソード側に第２の
スナバダイオードを接続した第２のスナバ回路を有し、
（３）第１のスイッチング素子のカソードにカソード側
を直流電源負極側にアノート側をそれぞれ接続した第１
の帰還ダイオードと、第２のスイッチング素子のアノー
ドにアノード側を直流電源正極側にカソード側をそれぞ
れ接続した第２の帰還ダイオードとを有し、

【０００７】（４）第１のスイッチング素子のカソード
にカソード側を第２のスイッチング素子のアノードにア
ノード側をそれぞれ接続した回生ダイオードを有し、
（５）第１のスイッチング素子のカソード側と第２のス
イッチング素子のアノード側の間に直列に接続される同
一インダクタンス値の２個の出力リアクトルを有し、
（６）第１のスナバダイオードとスナバコンデンサの接
続点と、第２のスナバコンデンサとスナバダイオードの
接続点との間に、一時蓄積コンデンサを有し、（７）こ
の一時蓄積コンデンサの正極側と直流電源の正極側との
間、および一時蓄積コンデンサの負極側と直流電源の負
極との間に、それぞれツェナーダイオードと回生リアク
トルからなる直列接続体を有し、（８）２個の出力リア
クトルの接続点，出力リアクトルの中点よりアーム出力
端を取り出すようにしたものである。

【０００８】

【作用】かかる構成により、スナバコンデンサに充電さ
れた電荷を一旦一時蓄積コンデンサに移行させ、一時蓄
積コンデンサの電圧が直流電源と２倍のツェナー電圧の
和以上になると、一時蓄積コンデンサに移行させた電荷
を直流電源へ返還させるものである。さらには、従来ス
ナバダイオードに並列接続されたスナバ抵抗を除去でき
るものである。また出力リアクトルにより、スイッチン
グ素子のターンオン時の同一アームの他のスイッチング
素子のスナバコンデンサへの充電電流を緩やかなものと
して、スイッチング素子のターンオン損失を低減させる
ものである。

【０００９】

【実施例】図１は図２に類した表した本発明の一実施例
の要部構成を示すものであり、８は一時蓄積コンデン
サ、9a，9bはツェナーダイオード、10a ，10b は回生リ
アクトル、11a ，11b は出力リアクトル、12は回生ダイ
オードである。図中、図２と同符号のものは同じ機能を
有する部分を示す。

【００１０】すなわち、サイリスタ2a，2bのスナバ回路
構成部においては、サイリスタ2aのアノード側にスナバ
ダイオード5aを接続し、カソード側にスナバコンデンサ
4aを接続したスナバ回路が構成されている。同様にし
て、サイリスタ2b側はスナバコンデンサ4b, スナバダイ
オード5bよりスナバ回路が構成される。さらに、スナバ
ダイオード5aとスナバコンデンサ4aの接続点と、スナバ
コンデンサ4bとスナバダイオード5bとの間に、一時蓄積
コンデンサ８が設けられる。

【００１１】さらにまた、一時蓄積コンデンサ８の正極
側と直流電源１の正極側との間に、ツェナーダイオード
9aと回生リアクトル10a からなる直列接続体が設けられ
る。また、一時蓄積コンデンサ８の負極側と直流電源１
の負極側との間に、ツェナーダイオード9bと回生リアク
トル10b からなる直列接続体が設けられている。さらに
は、サイリスタ2aのカソード側とサイリスタ2bのアノー
ド側との間に、同一インダクタンス値の出力リアクトル
11a ，11b が直列に接続され、この出力リアクトル11a
，11b の接続点よりアーム出力端７が取り出される構
成をなす。

【００１２】そして、サイリスタ2aのカソード側とサイ
リスタ2bのアノード側の間に回生ダイオード12が接続さ
れる。このように接続されるスナバ回路と回生ダイオー
ド９においては、スナバコンデンサ4a, 4bに充電された
電荷を、一旦、一時蓄積コンデンサ８に移行し得るもの
である。すなわち、負荷電流がサイリスタ2aを通して流
れていた状態から、サイリスタ2aがオフしたとすると、
いままでサイリスタ2aに流れていた電流はスナバダイオ
ード5aおよびスナバコンデンサ4aを通って流れ、サイリ
スタ2aに印加される電圧の急激上昇を防止し、また過負
荷となるのを抑制する。

【００１３】このとき、一時蓄積コンデンサ８のキャパ
シタンス値をスナバコンデンサより大きく選ぶと、その
電圧Vcは、直流電源電圧Ｖ，ツェナーダイオード電圧Vz
とすると、一定の電圧（Vc＝Ｖ＋２Vz）と仮定でき、ス
ナバコンデンサ4aは、コンデンサ電圧をVpとすると( Vp
＝２Vz) を初期値として充電される。同時に、スナバコ
ンデンサ4bの電圧をVn（VnはＶに等しい）とすると、
（Vp＋Vn＞Vc）となり、スナバコンデンサ4bの電荷は、 スナバコンデンサ4b→回生ダイオード12→スナバコンデ
ンサ4a→一時蓄積コンデンサ８→スナバコンデンサ4b の経路で放電し、スナバコンデンサ4bの電荷は一時蓄積
コンデンサ８に移行するものとなる。ここで、スナバコ
ンデンサ4bの電荷は、 スナバコンデンサ4b→サイリスタ2b→回生リアクトル10
b→ツェナーダイオード9b→スナバコンデンサ4b の経路でも放電するが、回生リアクトル10b のためこの
放電は前者に比べ非常に遅く無視できる。（Vp＝Ｖ），
（Vn＝２Vz) になると、負荷電流が帰還ダイオード3bを
通して流れ、転流が完了する。(このときスナバコンデ
ンサ4a，4bの電荷がつぎの転流の初期となる。)

【００１４】つぎに、負荷電流が帰還ダイオード3bを通
して流れている状態から、サイリスタ2aがターンオンす
ると、サイリスタ2aには負荷電流の他に、 サイリスタ2a→出力リアクトル11a ，11b →スナバコン
デンサ4b→スナバダイオード5b の経路で充電電流が流れるが、この充電電流の立ち上が
りは出力リアクトルのために緩やかであり、サイリスタ
2aのターンオン損失を低減させる。

【００１５】スナバコンデンサ4bの電圧Vnが上昇してく
ると、（Vp＋Vn＞Vc）のため、スナバコンデンサ4aの電
荷は、 スナバコンデンサ4a→一時蓄積コンデンサ８→スナバコ
ンデンサ4b→回生ダイオード12 の経路で放電し、サイリスタ2aのターンオン時に充電し
たスナバコンデンサ4aの電荷はスナバコンデンサ4bに移
行する。一方、ここでもスナバコンデンサ4aの電荷は、 スナバコンデンサ4a→ツェナーダイオード9a→回生リア
クトル10a →サイリスタ2a→スナバコンデンサ4a の経路でも放電するが、回生リアクトル10a のため、こ
の放電は前者に比べ非常に遅く無視できる。（Vn＝
Ｖ），（Vp＝２Vz) となり、負荷電流がサイリスタ2aを
通して流れ転流が完了する。( このときのスナバコンデ
ンサ4a，4bの電圧がつぎの転流の初期値となる。）

【００１６】一時蓄積コンデンサ８に移行した電荷は、
動作中に（Vc＞Vp＋２Vz）となれば、常に、 一時蓄積コンデンサ８→ツェナーダイオード9a→回生リ
アクトル10a →直流電源１→回生リアクトル10b →ツェ
ナーダイオード9b→一時蓄積コンデンサ８ の経路で直流電源１へ返還される。ここで、（Vz＞０）
であれば（Vc＞Ｖ）となって、一時蓄積コンデンサ８の
エネルギーを直流電源１に返還できるため、ツェナーダ
イオード9a，9bはダイオード, 純抵抗であってもよい。

【００１７】かようにして、従来スナバ抵抗で消費して
いた前述のスナバ電力が電源に返還されるため、回路電
圧・周波数が大きくなったとしても、スナバ損失を低減
させ回路性能を損うことはない。また、出力リアクトル
11a ，11b や回生ダイオード12および帰還ダイオード3
a，3bを巧みに効用し、サイリスタのターンオン損失を
軽減することができる。

【００１８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ス
ナバ電力を電源に返還する無損失に近い簡便な構成の装
置を提供できる。さらには、スイッチング素子のターン
オン損失を軽減でき、高電圧・大容量または高周波動作
を行うインバータ適用において実用上の効果は極めて大
である。

【００１９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の要部構成を示す回路図であ
る。

【図２】サイリスタのスナバ回路の慣用例を示す回路図
である。

【００２０】

【符号の説明】

１ 直流電源 2a サイリスタ 2b サイリスタ 3a 帰還ダイオード 3b 帰還ダイオード 4a スナバコンデンサ 4b スナバコンデンサ 5a スナバダイオード 5b スナバダイオード ７ アーム出力端 ８ 一時蓄積コンデンサ 9a ツェナーダイオード 9b ツェナーダイオード 10a 回生リアクトル 10b 回生リアクトル 11a 出力リアクトル 11b 出力リアクトル 12 回生ダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正極側の第１の自己消弧形スイッチング
   素子に並列に第１のスナバダイオードと第１のスナバコ
   ンデンサとを直列接続するとともに、負極側の第２の自
   己消弧形スイッチング素子に並列に第２のスナバダイオ
   ードと第２のスナバコンデンサを直列接続し、前記第１
   のスナバダイオードと第１のスナバコンデンサの第１の
   接続点と、第２のスナバダイオードと第２のスナバコン
   デンサの第２の接続点との間にコンデンサを設け、前記
   第１の自己消弧形スイッチング素子のアノードと第１の
   接続点の間に、第１のリアクトルと第１のツェナーダイ
   オードからなる第１の直列回路を設けるとともに、前記
   第２の自己消弧形スイッチング素子のカソードと第２の
   接続点の間に、第２のリアクトルと第２のツェナーダイ
   オードからなる第２の直列回路を設け、前記第１の自己
   消弧形スイッチング素子のカソードと直流電源の負極と
   の間に第１の帰還ダイオードを設けるとともに、第２の
   自己消弧形スイッチング素子のアノードと直流電源の正
   極との間に第２の帰還ダイオードを設け、前記第１の自
   己消弧形スイッチング素子のカソードと第２の自己消弧
   形スイッチング素子のアノードとの間に、回生ダイオー
   ドおよび直列接続された同一インダクタンス値の２個の
   出力リアクトルを並列に接続し、かつ該２個の出力リア
   クトルの接続点よりアーム出力を取り出すようにしたこ
   とを特徴とする自己消弧形スイッチング素子のスナバ回
   路。