JPS5931307B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
- Publication number
- JPS5931307B2 JPS5931307B2 JP52076148A JP7614877A JPS5931307B2 JP S5931307 B2 JPS5931307 B2 JP S5931307B2 JP 52076148 A JP52076148 A JP 52076148A JP 7614877 A JP7614877 A JP 7614877A JP S5931307 B2 JPS5931307 B2 JP S5931307B2
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- JP
- Japan
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- capacitor
- load
- power supply
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は大容量トランジスタ或はゲートターンオフサイ
リスタ等の自己消弧形半導体素子を主スイッチング素子
として用いたインバータ装置に関する。
リスタ等の自己消弧形半導体素子を主スイッチング素子
として用いたインバータ装置に関する。
第１図は従来の単相インバータ装置の構成図を示し、図
中１０は直流電源、１１１、１１２、１２１、１２２は
自己消弧形半導体素子（以後ＧＴＯと記す）、１１３、
１１４、１２３、１２４は帰還ダイオード、１３は負荷
、１４１、１４２、１４３、１４４はスナバー回路で、
この回路は周知のように、各ＧＴ０１１１〜１２２を所
定の順序で出力周波数の半周期間だけ点弧させれば、端
子Ｕ）Ｘを介し負荷１３に交流電力を供給することがで
きる。
中１０は直流電源、１１１、１１２、１２１、１２２は
自己消弧形半導体素子（以後ＧＴＯと記す）、１１３、
１１４、１２３、１２４は帰還ダイオード、１３は負荷
、１４１、１４２、１４３、１４４はスナバー回路で、
この回路は周知のように、各ＧＴ０１１１〜１２２を所
定の順序で出力周波数の半周期間だけ点弧させれば、端
子Ｕ）Ｘを介し負荷１３に交流電力を供給することがで
きる。
この時、負荷１３が遅れ力率負荷である場合にはＧＴ０
１１１〜１２２の消弧時間が非常に短かいため、例えば
、直流電源ｗ→端子Ｐ→ＧＴＯ１１１→負荷１３→ＧＴ
Ｏ１２２→端子Ｎ→直流電源１０の回路で流れていた負
荷電流はＧＴＯ１１１の消弧によつて、直流電源１０→
端子Ｐ→スナバー回路１４１→負荷１３→ＧＴＯ１２２
→端子Ｎ→直流電源１０と、負荷１３→ＧＴＯ１２２→
スナバー回路１４２→負荷１３の回路に移り、スナバー
回路１４１内のコンデンサ１５３を急速に充電し、端子
Ｕの電位が直流負母線の電位より低くなろうとした時、
帰還ダイオード１１４が導通し、負荷１３→ＧＴ０１２
２→ダイオード１１４→負荷の回路に移る。このように
遅れ力率負荷の場合にはＧＴＯが消弧した直後の短時間
（この期間を以下転流期間と呼ぶ）負荷電流が変化しな
いからこの時の負荷電流１０によりスナバー回路１４１
内のコンデンサ１５３が急速に充電され、ＧＴＯ１１１
に立上りの急速峻な順電圧が印加される。ここでコンデ
ンサ１５３の容量をＣ、ＧＴ０１１１に印加されるｄｖ
／ ｄｔをＥ。Ｃｖ／μｓｅｃ〕とすると、Ｅｏｃ−Ｃ
ｕ・・・・・・・・・・・・（１）又抵抗器１５２の抵
抗値をＲとすると抵抗器１５２に消費される電力計は、
直流電源１０の電圧を＆比すると次式のようになる。
１１１〜１２２の消弧時間が非常に短かいため、例えば
、直流電源ｗ→端子Ｐ→ＧＴＯ１１１→負荷１３→ＧＴ
Ｏ１２２→端子Ｎ→直流電源１０の回路で流れていた負
荷電流はＧＴＯ１１１の消弧によつて、直流電源１０→
端子Ｐ→スナバー回路１４１→負荷１３→ＧＴＯ１２２
→端子Ｎ→直流電源１０と、負荷１３→ＧＴＯ１２２→
スナバー回路１４２→負荷１３の回路に移り、スナバー
回路１４１内のコンデンサ１５３を急速に充電し、端子
Ｕの電位が直流負母線の電位より低くなろうとした時、
帰還ダイオード１１４が導通し、負荷１３→ＧＴ０１２
２→ダイオード１１４→負荷の回路に移る。このように
遅れ力率負荷の場合にはＧＴＯが消弧した直後の短時間
（この期間を以下転流期間と呼ぶ）負荷電流が変化しな
いからこの時の負荷電流１０によりスナバー回路１４１
内のコンデンサ１５３が急速に充電され、ＧＴＯ１１１
に立上りの急速峻な順電圧が印加される。ここでコンデ
ンサ１５３の容量をＣ、ＧＴ０１１１に印加されるｄｖ
／ ｄｔをＥ。Ｃｖ／μｓｅｃ〕とすると、Ｅｏｃ−Ｃ
ｕ・・・・・・・・・・・・（１）又抵抗器１５２の抵
抗値をＲとすると抵抗器１５２に消費される電力計は、
直流電源１０の電圧を＆比すると次式のようになる。
Ｐｌ■Ｃ−Ｅｄ２・・・・・・・・・・・・（２）従つ
て、ＧＴＯが許容するｄｖ／ ｄｔ値以内に転流期間の
順電圧上昇率を抑制するためには、（１Ｘ２）式より明
らかなように、負荷電流１０に比例してコンデンサ１５
３の容量を増加させる必要があり、又直流電源１０の電
圧が高くなると抵抗器１５２の容量も大きくなる。
て、ＧＴＯが許容するｄｖ／ ｄｔ値以内に転流期間の
順電圧上昇率を抑制するためには、（１Ｘ２）式より明
らかなように、負荷電流１０に比例してコンデンサ１５
３の容量を増加させる必要があり、又直流電源１０の電
圧が高くなると抵抗器１５２の容量も大きくなる。
従つて、装置容量が増加するとスナバー回路が大容量化
し、スナバー回路の損失が装置効率を左右する。
し、スナバー回路の損失が装置効率を左右する。
即ち自己消弧形半導体素子を用いた従来のインバータ装
置は、その容量の増大に伴つてスナバ一回路も大容量化
する欠点があつた。従つて本発明の目的は前述の欠点を
除去するためになされたものであつて、損失の少ないス
ナバ一回路を用い、装置の高効率化、小形化を図つたイ
ンバータ装置を提供することにある。
置は、その容量の増大に伴つてスナバ一回路も大容量化
する欠点があつた。従つて本発明の目的は前述の欠点を
除去するためになされたものであつて、損失の少ないス
ナバ一回路を用い、装置の高効率化、小形化を図つたイ
ンバータ装置を提供することにある。
以下本発明の一実施例を第２図を参照して説明する。
第２図はインバータ装置の１相分を示したものであり、
図中１０１と１０２及び１６１はコンデンサ、１７１と
１７２はダイオード、１８１と１８２はＤｖ／Ｄｔ抑制
リアクトルでその他第１図と同一記号を付した回路素子
は第１図と同一機能を有する同一のものである。第２図
において、ＧＴＯｌｌｌと１１２を所定の順序で交互に
導通制御することによつて出力端子Ｕに交流出力を得る
ことができる。
図中１０１と１０２及び１６１はコンデンサ、１７１と
１７２はダイオード、１８１と１８２はＤｖ／Ｄｔ抑制
リアクトルでその他第１図と同一記号を付した回路素子
は第１図と同一機能を有する同一のものである。第２図
において、ＧＴＯｌｌｌと１１２を所定の順序で交互に
導通制御することによつて出力端子Ｕに交流出力を得る
ことができる。
ＧＴＯｌｌｌが導通しＧＴＯｌｌ２が非導通の時は１点
とＯ点の電位がほぼ等しいからコンデンサ１６１はコン
デンサ１０１とほぼ同電位に図示の極性で充電されてお
り、負荷電流１。
とＯ点の電位がほぼ等しいからコンデンサ１６１はコン
デンサ１０１とほぼ同電位に図示の極性で充電されてお
り、負荷電流１。
が直流電源１０→端子Ｐ−＋ＧＴＯｌｌｌ→リアクトル
１８１→出力端子Ｕの方向で流れている。この状態でＧ
ＴＯｌｌｌを消弧させると、負荷電流１。は直流電源１
０→端子Ｐ→スナバ一回路１４１→リアクトル１８１→
出力端子Ｕ１直流電源１１→端子Ｐ→コンデンサ１０１
→コンデンサ１６１→ダイオード１７１→リアクトル１
８１→出力端子Ｕ１及び端子Ｎ→コンデンサ１０２→コ
ンデンサ１６１→ダイオード１７１→リアクトル１８１
→出力端子Ｕの経路に移り、直流電源１０の負側端子Ｎ
の電位より８点の電位が下ろうとすれば帰還ダイオード
１１４が導通し、負荷電流は端子Ｎ→ダイオード１１４
→リアクトル１８１→出力端子Ｕの経路に移る。この時
コンデンサ１６１は８点電位が端子Ｎの電位に下るまで
負荷電流１。の一部を流し、電荷がゆつくりと変化し、
帰還ダイオード１１４が導通する時点には図示と反対の
極性でコンデンサ１０２と等しい電位まで充電されてい
る。従つて次にＧＴＯｌｌ２が導通してもコンデンサ１
１６の充放電電流はＧＴＯｌｌ２には流れず、しかもＧ
ＴＯｌｌｌ非導通になつてからのＧＴＯｌｌｌの順電圧
仕上りはコンデンサ１０１とコンデンサ１６１の充電電
圧の和の変化で決り、スナバ一回路１４１が小容量であ
つてもＧＴＯｌｌｌの順電圧立上りＤｖ／Ｄｔを所定値
以内に抑制することができる。同様にＧＴＯｌｌ２を消
弧し、ＧＴＯｌｌｌを導通させる過程においてもコンデ
ンサ１６１は図示の反対の極性より充電電荷が徐々に変
化し、図示の極性でコンデンサ１０１と同電位となつた
時点で帰還ダイオード１１３が導通する。これによつて
ＧＴＯｌｌ２のｄ／Ｄｔも抑制できる。従つてスナバ一
回路１４２も小容量であつても良い。以上の説明は、遅
れ負荷電流１。
１８１→出力端子Ｕの方向で流れている。この状態でＧ
ＴＯｌｌｌを消弧させると、負荷電流１。は直流電源１
０→端子Ｐ→スナバ一回路１４１→リアクトル１８１→
出力端子Ｕ１直流電源１１→端子Ｐ→コンデンサ１０１
→コンデンサ１６１→ダイオード１７１→リアクトル１
８１→出力端子Ｕ１及び端子Ｎ→コンデンサ１０２→コ
ンデンサ１６１→ダイオード１７１→リアクトル１８１
→出力端子Ｕの経路に移り、直流電源１０の負側端子Ｎ
の電位より８点の電位が下ろうとすれば帰還ダイオード
１１４が導通し、負荷電流は端子Ｎ→ダイオード１１４
→リアクトル１８１→出力端子Ｕの経路に移る。この時
コンデンサ１６１は８点電位が端子Ｎの電位に下るまで
負荷電流１。の一部を流し、電荷がゆつくりと変化し、
帰還ダイオード１１４が導通する時点には図示と反対の
極性でコンデンサ１０２と等しい電位まで充電されてい
る。従つて次にＧＴＯｌｌ２が導通してもコンデンサ１
１６の充放電電流はＧＴＯｌｌ２には流れず、しかもＧ
ＴＯｌｌｌ非導通になつてからのＧＴＯｌｌｌの順電圧
仕上りはコンデンサ１０１とコンデンサ１６１の充電電
圧の和の変化で決り、スナバ一回路１４１が小容量であ
つてもＧＴＯｌｌｌの順電圧立上りＤｖ／Ｄｔを所定値
以内に抑制することができる。同様にＧＴＯｌｌ２を消
弧し、ＧＴＯｌｌｌを導通させる過程においてもコンデ
ンサ１６１は図示の反対の極性より充電電荷が徐々に変
化し、図示の極性でコンデンサ１０１と同電位となつた
時点で帰還ダイオード１１３が導通する。これによつて
ＧＴＯｌｌ２のｄ／Ｄｔも抑制できる。従つてスナバ一
回路１４２も小容量であつても良い。以上の説明は、遅
れ負荷電流１。
が流れる場合であるが、無負荷や、純抵抗負荷の場合に
はコンデンサ１６１は帰還ダイオード１１３や１１４が
導通する電位まで十分に充放電しない場合が生ずるが、
このような場合にはＧＴＯｌｌｌが導通した時コンデン
サ１６１と図示の極性に充電する電流はリアクトル１８
１と１８２によつて、同様にＧＴＯｌｌ２が導通した時
もコンデンサ１６１を図示と反対の極性に充電する電流
はリアクトル１８１と１８２によつて制限できる。従つ
てＧＴＯが導通した時のコンデンサ１６１の充放電電流
を制限する抵抗器を特にもうけなくても、この電流Ｄｉ
／Ｄｔを制限できる。第３図に本発明の他の実施例を示
す。第３図は本発明を３相インバータ回路に適用した場
合の実施例を示す。ＧＴＯｌｌｌ〜１３４で構成される
各相とも第２図の説明と同様に動作し、効果作用も同様
となる。第４図は本発明の更に他の実施例を示す。
はコンデンサ１６１は帰還ダイオード１１３や１１４が
導通する電位まで十分に充放電しない場合が生ずるが、
このような場合にはＧＴＯｌｌｌが導通した時コンデン
サ１６１と図示の極性に充電する電流はリアクトル１８
１と１８２によつて、同様にＧＴＯｌｌ２が導通した時
もコンデンサ１６１を図示と反対の極性に充電する電流
はリアクトル１８１と１８２によつて制限できる。従つ
てＧＴＯが導通した時のコンデンサ１６１の充放電電流
を制限する抵抗器を特にもうけなくても、この電流Ｄｉ
／Ｄｔを制限できる。第３図に本発明の他の実施例を示
す。第３図は本発明を３相インバータ回路に適用した場
合の実施例を示す。ＧＴＯｌｌｌ〜１３４で構成される
各相とも第２図の説明と同様に動作し、効果作用も同様
となる。第４図は本発明の更に他の実施例を示す。
第４図は第２図のダイオード１７１と１７２をサイリス
タ２０１と２０２に置換えたもので、リアクトル１８１
または１８２が第２図でダイオード１７１と１７２の直
列回路が導通する極性に電圧を出した時に１８１−１８
２−１７２−１７１−１８１の短絡ループを形成するこ
とがあるが、第４図のようにサイクリスタ２０１，２０
２を設けダイオード１７１と１７２がそれぞれ導通すべ
き期間だけ導通するようにサイリスタ２０１と２０２に
それぞれ点弧信号を与えれば前記短絡ループの形成を防
止できる。以上第２図や第３図、第４図では半導体スイ
ツチング素子としてＧＴＯを使用して説明したが、その
他の自己消弧能力を有する自己消弧形半導体素子を用い
ても同様に適用でき、その要旨を変更しない範囲で種々
の変形回路を構成できる。
タ２０１と２０２に置換えたもので、リアクトル１８１
または１８２が第２図でダイオード１７１と１７２の直
列回路が導通する極性に電圧を出した時に１８１−１８
２−１７２−１７１−１８１の短絡ループを形成するこ
とがあるが、第４図のようにサイクリスタ２０１，２０
２を設けダイオード１７１と１７２がそれぞれ導通すべ
き期間だけ導通するようにサイリスタ２０１と２０２に
それぞれ点弧信号を与えれば前記短絡ループの形成を防
止できる。以上第２図や第３図、第４図では半導体スイ
ツチング素子としてＧＴＯを使用して説明したが、その
他の自己消弧能力を有する自己消弧形半導体素子を用い
ても同様に適用でき、その要旨を変更しない範囲で種々
の変形回路を構成できる。
以上の説明のように本発明はＧＴＯのスナバ一回路コン
デンサ１５３を大容量としなくてもＧＴＯのＤｖ／Ｄｔ
を所定値に制限できるからスナバ一回路の抵抗器１５２
の損失も小電力となり、従来の方式に比し装置の損失も
大幅に減少し高効率で低コストのインバータ装置を提供
できる。さらに本発明によればＧＴＯと直列にリアクト
ル１８１，１８２が接続されている結果、ＧＴＯオン時
のスイツチング損失が大幅に低減できる。
デンサ１５３を大容量としなくてもＧＴＯのＤｖ／Ｄｔ
を所定値に制限できるからスナバ一回路の抵抗器１５２
の損失も小電力となり、従来の方式に比し装置の損失も
大幅に減少し高効率で低コストのインバータ装置を提供
できる。さらに本発明によればＧＴＯと直列にリアクト
ル１８１，１８２が接続されている結果、ＧＴＯオン時
のスイツチング損失が大幅に低減できる。
ＧＴＯなど自己消弧形半導体素子は消弧特性を改善する
結果オン特性が他のサイリスタなどに比して悪くオン時
間が長くなる欠点があり、オン時のスイツチング損失が
大きいが、リアクトル１８１と１８２は前記コンデンサ
１６１の充放電電流の抑制の他に純抵抗負荷などにおけ
る負荷電流の立上りも抑制する効果があり、この結果ス
イツチング損失が減少し、ゲート制御回路の簡略化や自
己消弧形半導体素子の信頼性を向上できる。
結果オン特性が他のサイリスタなどに比して悪くオン時
間が長くなる欠点があり、オン時のスイツチング損失が
大きいが、リアクトル１８１と１８２は前記コンデンサ
１６１の充放電電流の抑制の他に純抵抗負荷などにおけ
る負荷電流の立上りも抑制する効果があり、この結果ス
イツチング損失が減少し、ゲート制御回路の簡略化や自
己消弧形半導体素子の信頼性を向上できる。
第１図は従来装置の構成図、第２図は本発明の一実施例
を示す構成図、第３図は本発明を３相インバータに適用
した場合の構成図、第４図は本発明の他の実施例を示す
構成図である。 １１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２・・
・・・・ＧＴＯｌｌｌ３，ｌｌ４，ｌ２３，ｌ２４，ｌ
３３，ｌ３４・・・・・・帰還ダイオード、１４１，１
４２，１４３，１４４・・・・・・スナバ一回路、１５
１・・・・・・ダイオード、１５２・・・・・・抵抗器
、１５３・・・・・・コンデンサ、１３・・・・・・負
荷、１０・・・・・・直流電源、１０１，１０２・・・
・・・コンデンサ、１６１，１６２，１６３・・・・・
・Ｄｖ／Ｄｔ・・・・・・抑制コンデンサ、１７１，１
７２，１７３，１７４，１７５，１７６・・・・・・ダ
イオード、１８１，１８２，１８３，１８４，１８５，
１８６・・・・・・リアクトル、２０１，２０２・・・
・・・サイリスタ。
を示す構成図、第３図は本発明を３相インバータに適用
した場合の構成図、第４図は本発明の他の実施例を示す
構成図である。 １１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２・・
・・・・ＧＴＯｌｌｌ３，ｌｌ４，ｌ２３，ｌ２４，ｌ
３３，ｌ３４・・・・・・帰還ダイオード、１４１，１
４２，１４３，１４４・・・・・・スナバ一回路、１５
１・・・・・・ダイオード、１５２・・・・・・抵抗器
、１５３・・・・・・コンデンサ、１３・・・・・・負
荷、１０・・・・・・直流電源、１０１，１０２・・・
・・・コンデンサ、１６１，１６２，１６３・・・・・
・Ｄｖ／Ｄｔ・・・・・・抑制コンデンサ、１７１，１
７２，１７３，１７４，１７５，１７６・・・・・・ダ
イオード、１８１，１８２，１８３，１８４，１８５，
１８６・・・・・・リアクトル、２０１，２０２・・・
・・・サイリスタ。
Claims (1)
- １ 直流電源端子間に接続される少なくとも２個の自己
消弧形半導体素子から成る第１の直列回路と、この第１
の直列回路を構成する前記自己消弧形半導体素子間に挿
入される少なくとも２個の直列接続されたリアクトルか
らなりその直列接続点から交流出力端子が導出される第
２の直列回路と、この直列回路に並列接続される少なく
とも２個の半導体素子からなる第３の直列回路と、前記
直流電源端子間電位の中点電位点と前記第３の直列回路
の中点間に接続されるコンデンサを具備して成るインバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52076148A JPS5931307B2 (ja) | 1977-06-28 | 1977-06-28 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52076148A JPS5931307B2 (ja) | 1977-06-28 | 1977-06-28 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5410924A JPS5410924A (en) | 1979-01-26 |
| JPS5931307B2 true JPS5931307B2 (ja) | 1984-08-01 |
Family
ID=13596918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52076148A Expired JPS5931307B2 (ja) | 1977-06-28 | 1977-06-28 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5931307B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS633603Y2 (ja) * | 1983-06-10 | 1988-01-29 | ||
| JPH0232165Y2 (ja) * | 1985-08-22 | 1990-08-31 | ||
| JPH0473307U (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-26 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3502492A1 (de) * | 1985-01-25 | 1986-07-31 | Heimann Gmbh | Wechselrichter |
| JPS62118954A (ja) * | 1985-11-19 | 1987-05-30 | Kobe Steel Ltd | 連続鋳造法 |
| JPH0669609B2 (ja) * | 1990-04-16 | 1994-09-07 | 住友金属工業株式会社 | 溶鋼容器の昇熱方法 |
-
1977
- 1977-06-28 JP JP52076148A patent/JPS5931307B2/ja not_active Expired
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS633603Y2 (ja) * | 1983-06-10 | 1988-01-29 | ||
| JPH0232165Y2 (ja) * | 1985-08-22 | 1990-08-31 | ||
| JPH0473307U (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-26 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5410924A (en) | 1979-01-26 |
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