JPS626722Y2 - - Google Patents
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- JPS626722Y2 JPS626722Y2 JP1978157836U JP15783678U JPS626722Y2 JP S626722 Y2 JPS626722 Y2 JP S626722Y2 JP 1978157836 U JP1978157836 U JP 1978157836U JP 15783678 U JP15783678 U JP 15783678U JP S626722 Y2 JPS626722 Y2 JP S626722Y2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
- H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
この考案は、Ｓ／Ｎおよび歪の低減が計れか
つ、所定のイコライザ特性を正確に得ることがで
きるイコライザアンプに関する。
つ、所定のイコライザ特性を正確に得ることがで
きるイコライザアンプに関する。
通常、イコライザアンプには二種類の回路方式
が用いられている。第１の方式は、第１図イおよ
びロに示すようにCR回路（CR回路とはコンデン
サおよび抵抗の組合せからなる回路をさす）を用
いるものであり、第２の方式は第２図に示すよう
に、負帰還増幅器の帰還回路にイコライザ特性を
持たせたものである。次に、この２種類の方式の
概略を説明する。
が用いられている。第１の方式は、第１図イおよ
びロに示すようにCR回路（CR回路とはコンデン
サおよび抵抗の組合せからなる回路をさす）を用
いるものであり、第２の方式は第２図に示すよう
に、負帰還増幅器の帰還回路にイコライザ特性を
持たせたものである。次に、この２種類の方式の
概略を説明する。
第１図イにおいて、増幅器１の出力は所定のイ
コライザ特性（以後このイコライザ特性をRIAA
再生特性の場合について記述する。）をもつCR回
路２を介し増幅器３により増幅された後、出力端
子４から出力される。前記CR回路２は、増幅器
１の出力端および増幅器３の非反転入力端間に介
挿された抵抗５（値R1）、増幅器３の非反転入力
端および接地間に直列に介挿されたコンデンサ６
（値C1）および抵抗７（値R2）、に並列に介挿され
たコンデンサ８（値C2）からなり、その伝達関数
G1は、 G1＝ｓ（Ｃ１＋Ｃ２）Ｒ２＋１／ｓ２Ｃ１Ｃ２Ｒ１Ｒ２＋ｓ（Ｃ１Ｒ１＋Ｃ２Ｒ２＋Ｃ１Ｒ２）＋１ …(1) により与えられる。（但し、ｓ＝jw）一方、
RIAA再生特性の伝達関数Grは、 Gr＝（１＋ｓＴ２）／（１＋ｓＴ１）（１＋ｓＴ３）
…(2) により与えられる。但し、この式において時定数
T1，T2，T3はそれぞれT1＝3180μsec，T2＝318
μsec，T3＝75μsecでありまた、ｓ＝jwであ
る。
コライザ特性（以後このイコライザ特性をRIAA
再生特性の場合について記述する。）をもつCR回
路２を介し増幅器３により増幅された後、出力端
子４から出力される。前記CR回路２は、増幅器
１の出力端および増幅器３の非反転入力端間に介
挿された抵抗５（値R1）、増幅器３の非反転入力
端および接地間に直列に介挿されたコンデンサ６
（値C1）および抵抗７（値R2）、に並列に介挿され
たコンデンサ８（値C2）からなり、その伝達関数
G1は、 G1＝ｓ（Ｃ１＋Ｃ２）Ｒ２＋１／ｓ２Ｃ１Ｃ２Ｒ１Ｒ２＋ｓ（Ｃ１Ｒ１＋Ｃ２Ｒ２＋Ｃ１Ｒ２）＋１ …(1) により与えられる。（但し、ｓ＝jw）一方、
RIAA再生特性の伝達関数Grは、 Gr＝（１＋ｓＴ２）／（１＋ｓＴ１）（１＋ｓＴ３）
…(2) により与えられる。但し、この式において時定数
T1，T2，T3はそれぞれT1＝3180μsec，T2＝318
μsec，T3＝75μsecでありまた、ｓ＝jwであ
る。
すなわち、上記(1)式および(2)式を比較すること
からわかるように、CR回路２内の各素子の値
R1，R2，C1，C2を適切に選ぶことにより(1)式を
(2)式と全く等しくすることができ、第１図イに示
す回路によりRIAA特性を正確に得ることができ
る。
からわかるように、CR回路２内の各素子の値
R1，R2，C1，C2を適切に選ぶことにより(1)式を
(2)式と全く等しくすることができ、第１図イに示
す回路によりRIAA特性を正確に得ることができ
る。
第１図ロは、第１図イにおけるCR回路２を別
のCR回路９にて構成したものであり、この図に
示す回路においても第１図イに示す回路の場合と
同様の特性を得ることができる。この図における
CR回路９は、抵抗１０（値R3）、抵抗１２（値
R4）、コンデンサ１１（値C3）、コンデンサ１３
（値C4）により構成され、その伝達関数G2は、 G2＝ＳＣ３Ｒ４＋１／ｓ２Ｃ３Ｃ４Ｒ３Ｒ４＋ｓ（Ｃ３Ｒ３＋Ｃ４Ｒ４＋Ｃ３Ｒ４）＋１ …(3) により与えられる。（但し、ｓ＝jw）すなわち、
前記(2)式および上記(3)式を比較することにより、
第１図ロに示す回路に正確なRIAA再生特性をも
たせ得ることがわかるであろう。
のCR回路９にて構成したものであり、この図に
示す回路においても第１図イに示す回路の場合と
同様の特性を得ることができる。この図における
CR回路９は、抵抗１０（値R3）、抵抗１２（値
R4）、コンデンサ１１（値C3）、コンデンサ１３
（値C4）により構成され、その伝達関数G2は、 G2＝ＳＣ３Ｒ４＋１／ｓ２Ｃ３Ｃ４Ｒ３Ｒ４＋ｓ（Ｃ３Ｒ３＋Ｃ４Ｒ４＋Ｃ３Ｒ４）＋１ …(3) により与えられる。（但し、ｓ＝jw）すなわち、
前記(2)式および上記(3)式を比較することにより、
第１図ロに示す回路に正確なRIAA再生特性をも
たせ得ることがわかるであろう。
上述したイコライザアンプの回路方式は、正確
なRIAA再生特性が得られる反面、CR回路の減
衰特性により挿入損失が生ずるため、Ｓ／Ｎ、最
大許容入力特性で不利になり、また負帰還の効果
が期待できないためその分だけCR回路の前後の
増幅段においてＳ／Ｎ、最大許容入力、ひずみ等
の特性について考慮を払う必要がある。また、
Ｓ／Ｎをよくするために、CR回路２あるいは９
の出力インピーダンスを低くする、すなわちコン
デンサ６，８あるいは１１，１３の容量を大にす
る必要がある。
なRIAA再生特性が得られる反面、CR回路の減
衰特性により挿入損失が生ずるため、Ｓ／Ｎ、最
大許容入力特性で不利になり、また負帰還の効果
が期待できないためその分だけCR回路の前後の
増幅段においてＳ／Ｎ、最大許容入力、ひずみ等
の特性について考慮を払う必要がある。また、
Ｓ／Ｎをよくするために、CR回路２あるいは９
の出力インピーダンスを低くする、すなわちコン
デンサ６，８あるいは１１，１３の容量を大にす
る必要がある。
第２図は、帰還回路にイコライザ特性をもたせ
たものであり、コンデンサ１６（値C5）、１７
（値C6）、抵抗１８（値R5）、１９（値R6）により
構成される帰還回路の特性が周波数により変化す
ることを利用し、RIAA再生特性を得るものであ
る。この図に示す回路の伝達関数G3は、増幅器
１５の反転入力端の入力抵抗２０の値をReとす
れば、 となる。すなわち、第２図に示す回路方式は、
Ｓ／Ｎの点では問題がないが伝達関数G3を前記
(2)式と全つたく同一とすることができず、正確な
RIAA再生特性を得ることができない欠点があつ
た。
たものであり、コンデンサ１６（値C5）、１７
（値C6）、抵抗１８（値R5）、１９（値R6）により
構成される帰還回路の特性が周波数により変化す
ることを利用し、RIAA再生特性を得るものであ
る。この図に示す回路の伝達関数G3は、増幅器
１５の反転入力端の入力抵抗２０の値をReとす
れば、 となる。すなわち、第２図に示す回路方式は、
Ｓ／Ｎの点では問題がないが伝達関数G3を前記
(2)式と全つたく同一とすることができず、正確な
RIAA再生特性を得ることができない欠点があつ
た。
この考案は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは所定のイコライザ特
性を正確に得ることができかつ、CR回路におけ
るコンデンサの容量を小さくすることができるイ
コライザアンプを提供することであり、第１端子
と第２端子との間に抵抗が介挿され、前記第２端
子と第３端子との間に少なくともコンデンサが介
挿されてなるイコライザ特性設定用のCR回路
と、前記第１端子に入力信号を印加する入力回路
と、前記第２端子の出力を増幅し出力信号とする
第１の増幅器と、この第１の増幅器の出力をその
出力位相が前記第２端子の出力に対し反転位相と
なるように増幅し前記第３端子に印加する第２の
増幅器とを具備してなることを特徴とするもので
ある。
で、その目的とするところは所定のイコライザ特
性を正確に得ることができかつ、CR回路におけ
るコンデンサの容量を小さくすることができるイ
コライザアンプを提供することであり、第１端子
と第２端子との間に抵抗が介挿され、前記第２端
子と第３端子との間に少なくともコンデンサが介
挿されてなるイコライザ特性設定用のCR回路
と、前記第１端子に入力信号を印加する入力回路
と、前記第２端子の出力を増幅し出力信号とする
第１の増幅器と、この第１の増幅器の出力をその
出力位相が前記第２端子の出力に対し反転位相と
なるように増幅し前記第３端子に印加する第２の
増幅器とを具備してなることを特徴とするもので
ある。
以下図面を参照しこの考案の実施例を説明す
る。第３図は、第１図イに示すCR回路２の構成
を用いてこの考案を実現したものであり、この図
において、入力端子３０に得られる入力信号は増
幅器３１の非反転入力端に入力され、この増幅器
３１の出力は帰還抵抗３２を介しこの増幅器３１
の反転入力端に入力される一方、CR回路３３の
抵抗３４（値R10）を介し非反転増幅器３５（第１
の増幅器）の非反転入力端に入力され、また増幅
器３１の反転入力端は、抵抗３６を介し接地され
るようになつている。前記非反転増幅器３５の反
転入力端は、抵抗３７（値Re1）を介し接地さ
れ、またこの非反転増幅器３５の出力は、抵抗３
８（値Rf1）を介しこの非反転増幅器３５の反転入
力端に帰還される一方、出力端子３９および、抵
抗４０（値Rb1）を介し反転増幅器４１（第２の
増幅器）の反転入力端に供給されるようになつて
いる。この反転増幅器４１の非反転入力端は接地
されており、その出力は抵抗４２（値Rf2）を介し
同反転増幅器４１の反転入力端に帰還されるとと
もに、抵抗４３、抵抗４４（値R11）、コンデンサ
４５（値C10）を介し前記非反転増幅器３５の非反
転入力端に入力され、またコンデンサ４６（値
C11）が抵抗４４に並列に接続されるようになつて
いる。そして、上述した抵抗３４、抵抗４４、コ
ンデンサ４５、コンデンサ４６がCR回路３３を
構成している。この場合、抵抗３４の増幅器３１
側を一端とすれば、抵抗３４の一端および他端は
各々CR回路（インピーダンス回路）３３の入力
端および出力端となり、また、抵抗４４と抵抗４
３の接続点はCR回路３３の共通端となる。
る。第３図は、第１図イに示すCR回路２の構成
を用いてこの考案を実現したものであり、この図
において、入力端子３０に得られる入力信号は増
幅器３１の非反転入力端に入力され、この増幅器
３１の出力は帰還抵抗３２を介しこの増幅器３１
の反転入力端に入力される一方、CR回路３３の
抵抗３４（値R10）を介し非反転増幅器３５（第１
の増幅器）の非反転入力端に入力され、また増幅
器３１の反転入力端は、抵抗３６を介し接地され
るようになつている。前記非反転増幅器３５の反
転入力端は、抵抗３７（値Re1）を介し接地さ
れ、またこの非反転増幅器３５の出力は、抵抗３
８（値Rf1）を介しこの非反転増幅器３５の反転入
力端に帰還される一方、出力端子３９および、抵
抗４０（値Rb1）を介し反転増幅器４１（第２の
増幅器）の反転入力端に供給されるようになつて
いる。この反転増幅器４１の非反転入力端は接地
されており、その出力は抵抗４２（値Rf2）を介し
同反転増幅器４１の反転入力端に帰還されるとと
もに、抵抗４３、抵抗４４（値R11）、コンデンサ
４５（値C10）を介し前記非反転増幅器３５の非反
転入力端に入力され、またコンデンサ４６（値
C11）が抵抗４４に並列に接続されるようになつて
いる。そして、上述した抵抗３４、抵抗４４、コ
ンデンサ４５、コンデンサ４６がCR回路３３を
構成している。この場合、抵抗３４の増幅器３１
側を一端とすれば、抵抗３４の一端および他端は
各々CR回路（インピーダンス回路）３３の入力
端および出力端となり、また、抵抗４４と抵抗４
３の接続点はCR回路３３の共通端となる。
上記構成になる回路の動作は、入力端子３０に
得られる入力信号が増幅器３１により増幅された
後CR回路３３によりRIAA再生特性にしたがつ
て減衰され、この減衰された信号が非反転増幅器
３５により再度増幅され出力端子３９から出力さ
れるものである。しかして、この非反転増幅器３
５の出力を増幅する反転増幅器４１の出力信号が
抵抗４３を介してCR回路３３に入力されこの回
路３３の内部の各素子のみかけ上の値を制御して
いる。すなわち、第３図に示す回路は本質的に第
１図イに示す回路と全つたく等しい特性をもつも
のであり、反転増幅器４１を追加することによ
り、第３図に示すCR回路３３の各素子の値が次
式の関係にしたがつて第１図イに示すCR回路２
の各素子の値と対応するものである。すなわち、 R11＝R2×Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ …(5) C10＝C1×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(6) C11＝C2×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(7) の式にしたがつて対応している。但し、この式に
おいてViは非反転増幅器３５の入力電圧、Voは
非反転増幅器３５の出力電圧、またVo′は反転増
幅器４１の出力電圧である。上記(5)，(6)，(7)式の
成立理由は以下の通りである。
得られる入力信号が増幅器３１により増幅された
後CR回路３３によりRIAA再生特性にしたがつ
て減衰され、この減衰された信号が非反転増幅器
３５により再度増幅され出力端子３９から出力さ
れるものである。しかして、この非反転増幅器３
５の出力を増幅する反転増幅器４１の出力信号が
抵抗４３を介してCR回路３３に入力されこの回
路３３の内部の各素子のみかけ上の値を制御して
いる。すなわち、第３図に示す回路は本質的に第
１図イに示す回路と全つたく等しい特性をもつも
のであり、反転増幅器４１を追加することによ
り、第３図に示すCR回路３３の各素子の値が次
式の関係にしたがつて第１図イに示すCR回路２
の各素子の値と対応するものである。すなわち、 R11＝R2×Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ …(5) C10＝C1×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(6) C11＝C2×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(7) の式にしたがつて対応している。但し、この式に
おいてViは非反転増幅器３５の入力電圧、Voは
非反転増幅器３５の出力電圧、またVo′は反転増
幅器４１の出力電圧である。上記(5)，(6)，(7)式の
成立理由は以下の通りである。
まず、第１図イに示すCR回路２の抵抗５を除
いた部分をインピーダンスZ1、増幅器３の非反転
入力端の電圧をViとすると、このインピーダン
スZ1に流れる電流i1は、 i1＝Vi／Z1 …（7a） と表される。また、第３図に示すCR回路３３の
抵抗３４を除いた部分をインピーダンスZ2とし、
抵抗４３が充分に小であるとすると、インピーダ
ンスZ2に流れる電流i2は、 i2＝（Vi−Vo′）／Z2 …（7b） と表される。
いた部分をインピーダンスZ1、増幅器３の非反転
入力端の電圧をViとすると、このインピーダン
スZ1に流れる電流i1は、 i1＝Vi／Z1 …（7a） と表される。また、第３図に示すCR回路３３の
抵抗３４を除いた部分をインピーダンスZ2とし、
抵抗４３が充分に小であるとすると、インピーダ
ンスZ2に流れる電流i2は、 i2＝（Vi−Vo′）／Z2 …（7b） と表される。
この場合、前段の増幅器から後段の増幅器への
信号伝達系の時定数を第１図イと第３図の回路に
おいて等しくするには、抵抗５，３４の値を等し
くすれば、あとはインピーダンスZ1，Z2を流れる
電流が等しければよい。したがつて、この条件か
ら上記（7a）式と（7b）式を等しいとおけば、 Vi／Z1＝（Vi−Vo′）／Z2 …（7c） となり、この（7c）式を整理すれば、 Z2＝（Ｖｉ−Ｖｏ′）／Ｖｉ・Z1 …（7d） となる。そして、上記（7b）式を抵抗およびコ
ンデンサの各々（実数成分と虚数成分の各々）の
関係について整理すると、 R11＝Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ・R2 …（7e） となり、また、 １／ωＣ１０＝Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ・１／ωＣ１…（
7f） C10＝Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′・C1 …（7g） となる。そして、上記（7e）式は前述の(5)式であ
り、（7g）式は前述の(6)式であることが判る。ま
た、前述の(7)式についても上記（7g）式と同様
にして導くことができる。そして、非反転増幅器
３５および反転増幅器４１の各入出力電圧間に
は、 Vo＝Ｒｆ１＋Ｒｅ１／Ｒｅ１×Vi …(8) Vo′＝−Ｒｆ２／Ｒｂ１×Vo＝−Ｒｆ２／Ｒｂ１×Ｒｆ
１＋Ｒｅ１／Ｒｅ１×Vi…(9) の関数が成立しており、したがつて上式における
Rb1.Rf1，Rf2，Re1の各値を適宜選択することに
より、Vi≪Vi−Vo′とすることができ従来の第１
図イに示す回路におけるコンデンサC1，C2の値
より充分小さな値C10，C11を用いて第１図イに示
す回路と同等の特性を第３図に示す回路により得
ることができる。
信号伝達系の時定数を第１図イと第３図の回路に
おいて等しくするには、抵抗５，３４の値を等し
くすれば、あとはインピーダンスZ1，Z2を流れる
電流が等しければよい。したがつて、この条件か
ら上記（7a）式と（7b）式を等しいとおけば、 Vi／Z1＝（Vi−Vo′）／Z2 …（7c） となり、この（7c）式を整理すれば、 Z2＝（Ｖｉ−Ｖｏ′）／Ｖｉ・Z1 …（7d） となる。そして、上記（7b）式を抵抗およびコ
ンデンサの各々（実数成分と虚数成分の各々）の
関係について整理すると、 R11＝Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ・R2 …（7e） となり、また、 １／ωＣ１０＝Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ・１／ωＣ１…（
7f） C10＝Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′・C1 …（7g） となる。そして、上記（7e）式は前述の(5)式であ
り、（7g）式は前述の(6)式であることが判る。ま
た、前述の(7)式についても上記（7g）式と同様
にして導くことができる。そして、非反転増幅器
３５および反転増幅器４１の各入出力電圧間に
は、 Vo＝Ｒｆ１＋Ｒｅ１／Ｒｅ１×Vi …(8) Vo′＝−Ｒｆ２／Ｒｂ１×Vo＝−Ｒｆ２／Ｒｂ１×Ｒｆ
１＋Ｒｅ１／Ｒｅ１×Vi…(9) の関数が成立しており、したがつて上式における
Rb1.Rf1，Rf2，Re1の各値を適宜選択することに
より、Vi≪Vi−Vo′とすることができ従来の第１
図イに示す回路におけるコンデンサC1，C2の値
より充分小さな値C10，C11を用いて第１図イに示
す回路と同等の特性を第３図に示す回路により得
ることができる。
また、第３図に示す回路においては、電圧Vi
とVo′との位相が反転しているので、電圧Vo′は
常に電圧Viを小さくする方向となり、電圧Viの
変化が拡大されることはない。すなわち、第３図
に示す回路は、負帰還がかけられており、この結
果、回路が発振を起こすことはない。
とVo′との位相が反転しているので、電圧Vo′は
常に電圧Viを小さくする方向となり、電圧Viの
変化が拡大されることはない。すなわち、第３図
に示す回路は、負帰還がかけられており、この結
果、回路が発振を起こすことはない。
このように、第３図に示す回路においては、小
容量のコンデンサ４５および４６のみかけ上の容
量を反転増幅器４１を用いて大きくし、第１図イ
に示す回路においてコンデンサ６および８に大容
量コンデンサを用いた場合と同等の特性（正確な
RIAA再生特性）を得ているばかりでなく、反転
増幅器４１の回路が非反転増幅器３５の帰環ルー
プを構成するため、Ｓ／Ｎが更によくなる他、歪
の低減等にも有効となつている。なお、第３図に
おいて抵抗４３は、非反転増幅器３５の利得を高
域で０にしない為に加えられたものである。
容量のコンデンサ４５および４６のみかけ上の容
量を反転増幅器４１を用いて大きくし、第１図イ
に示す回路においてコンデンサ６および８に大容
量コンデンサを用いた場合と同等の特性（正確な
RIAA再生特性）を得ているばかりでなく、反転
増幅器４１の回路が非反転増幅器３５の帰環ルー
プを構成するため、Ｓ／Ｎが更によくなる他、歪
の低減等にも有効となつている。なお、第３図に
おいて抵抗４３は、非反転増幅器３５の利得を高
域で０にしない為に加えられたものである。
第４図は、第１図ロに示すCR回路９の構成を
用いてこの考案を実現したものであり、この図に
おいて第３図と対応する部分には同一の符号が付
してある。この図において第３図と異なる点は、
CR回路５０が抵抗５１，５２（値R20）、コンデ
ンサ５３（値C20）、５４（値C21）により構成さ
れ、また反転増幅器４１の出力が抵抗５２および
コンデンサ５３を介し非反転増幅器３５の非反転
入力端に入力され、コンデンサ５４が増幅器３５
の非反転入力端および接地間に介挿されているこ
とである。
用いてこの考案を実現したものであり、この図に
おいて第３図と対応する部分には同一の符号が付
してある。この図において第３図と異なる点は、
CR回路５０が抵抗５１，５２（値R20）、コンデ
ンサ５３（値C20）、５４（値C21）により構成さ
れ、また反転増幅器４１の出力が抵抗５２および
コンデンサ５３を介し非反転増幅器３５の非反転
入力端に入力され、コンデンサ５４が増幅器３５
の非反転入力端および接地間に介挿されているこ
とである。
第４図に示す回路もまた本質的に第１図ロに示
す回路と等しい特性を持つものであり、第４図に
おけるCR回路５０の各素子の値は、次式の関係
にしたがつて第１図ロに示すCR回路９の各素子
の値に対応するものである。すなわち、 C20＝C3×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(10) R20＝R4×Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ …(11) の式にしたがつて対応している。これら(10)，(11)式
の成立理由は、前述した(5)〜(7)式の成立理由と同
様である。そして、この第４図に示す回路におい
ても第３図に示す回路の場合と同様の効果を得る
ことができる。
す回路と等しい特性を持つものであり、第４図に
おけるCR回路５０の各素子の値は、次式の関係
にしたがつて第１図ロに示すCR回路９の各素子
の値に対応するものである。すなわち、 C20＝C3×Ｖｉ／Ｖｉ−Ｖｏ′ …(10) R20＝R4×Ｖｉ−Ｖｏ′／Ｖｉ …(11) の式にしたがつて対応している。これら(10)，(11)式
の成立理由は、前述した(5)〜(7)式の成立理由と同
様である。そして、この第４図に示す回路におい
ても第３図に示す回路の場合と同様の効果を得る
ことができる。
以上の説明から判るように、上記実施例におい
ては、出力電圧Voを反転増幅した信号をCR回路
の共通端子に供給し、これによつて、CR回路を
構成する各要素の見掛け上のインピーダンスを変
化させている。
ては、出力電圧Voを反転増幅した信号をCR回路
の共通端子に供給し、これによつて、CR回路を
構成する各要素の見掛け上のインピーダンスを変
化させている。
なお、第３図および第４図においては、非反転
増幅器３５および反転増幅器４１を用いていた
が、これを逆にし、主回路側に反転増幅器を用
い、帰還回路側に非反転増幅器を用いて構成する
ことも可能である。
増幅器３５および反転増幅器４１を用いていた
が、これを逆にし、主回路側に反転増幅器を用
い、帰還回路側に非反転増幅器を用いて構成する
ことも可能である。
以上説明したように、この考案によれば、第１
端子と第２端子との間に抵抗が介挿され、前記第
２端子と第３端子との間に少なくともコンデンサ
が介挿されてなるイコライザ特性設定用のCR回
路と、前記第１端子に入力信号を印加する入力回
路と、前記第２端子の出力を増幅し出力信号とす
る第１の増幅器と、この第１の増幅器の出力をそ
の出力位相が前記第２端子の出力に対し反転位相
となるように増幅し前記第３端子に印加する第２
の増幅器とを具備しているので、所定のイコライ
ザ特性を正確に得られるだけでなく前記CR回路
におけるコンデンサの値を小さくすることがで
き、イコライザ回路の形状を小さくできる一方、
前記コンデンサに精度の高い部品を使用すること
が可能になる。またＳ／Ｎ、歪の点で従来のCR
回路方式のものより優れるという効果を有する。
端子と第２端子との間に抵抗が介挿され、前記第
２端子と第３端子との間に少なくともコンデンサ
が介挿されてなるイコライザ特性設定用のCR回
路と、前記第１端子に入力信号を印加する入力回
路と、前記第２端子の出力を増幅し出力信号とす
る第１の増幅器と、この第１の増幅器の出力をそ
の出力位相が前記第２端子の出力に対し反転位相
となるように増幅し前記第３端子に印加する第２
の増幅器とを具備しているので、所定のイコライ
ザ特性を正確に得られるだけでなく前記CR回路
におけるコンデンサの値を小さくすることがで
き、イコライザ回路の形状を小さくできる一方、
前記コンデンサに精度の高い部品を使用すること
が可能になる。またＳ／Ｎ、歪の点で従来のCR
回路方式のものより優れるという効果を有する。
第１図イ、ロは、ともに従来のCR回路方式を
用いたイコライザアンプの回路図、第２図は、従
来の帰還回路方式を用いたイコライザアンプの回
路図、第３図および第４図は、各々この考案の実
施例を示す回路図である。 ３３，５０……CR回路、３５……第１の増幅
器（非反転増幅器）、４１……第２の増幅器（反
転増幅器）。
用いたイコライザアンプの回路図、第２図は、従
来の帰還回路方式を用いたイコライザアンプの回
路図、第３図および第４図は、各々この考案の実
施例を示す回路図である。 ３３，５０……CR回路、３５……第１の増幅
器（非反転増幅器）、４１……第２の増幅器（反
転増幅器）。
Claims (1)
- 第１端子と第２端子との間に抵抗が介挿され、
前記第２端子と第３端子との間に少なくともコン
デンサが介挿されてなるイコライザ特性設定用の
CR回路と、前記第１端子に入力信号を印加する
入力回路と、前記第２端子の出力を増幅し出力信
号とする第１の増幅器と、この第１の増幅器の出
力をその出力位相が前記第２端子の出力に対し反
転位相となるように増幅し前記第３端子に印加す
る第２の増幅器とを具備してなることを特徴とす
るイコライザアンプ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1978157836U JPS626722Y2 (ja) | 1978-11-16 | 1978-11-16 | |
| US06/091,484 US4291276A (en) | 1978-11-16 | 1979-11-05 | Equalizer amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1978157836U JPS626722Y2 (ja) | 1978-11-16 | 1978-11-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5574122U JPS5574122U (ja) | 1980-05-22 |
| JPS626722Y2 true JPS626722Y2 (ja) | 1987-02-17 |
Family
ID=15658390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1978157836U Expired JPS626722Y2 (ja) | 1978-11-16 | 1978-11-16 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4291276A (ja) |
| JP (1) | JPS626722Y2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4491972A (en) * | 1981-05-26 | 1985-01-01 | Motorola, Inc. | Radio transmitter modulation control circuitry |
| US4481662A (en) * | 1982-01-07 | 1984-11-06 | Long Edward M | Method and apparatus for operating a loudspeaker below resonant frequency |
| US4975663A (en) * | 1986-03-12 | 1990-12-04 | Rockwell International Corporation | Frequency equalizer |
| US4897616A (en) * | 1988-07-25 | 1990-01-30 | Burr-Brown Corporation | Wide band amplifier with current mirror feedback to bias circuit |
| US4902982A (en) * | 1989-02-09 | 1990-02-20 | Hewlett-Packard Company | Nonlinear noninverting transimpedance amplifier |
| US5220686A (en) * | 1989-04-21 | 1993-06-15 | U.S. Philips Corporation | Tunable resonance amplifier |
| US4933626A (en) * | 1989-08-31 | 1990-06-12 | Field Effects | Methods and apparatus for controlling power amplifiers driving highly inductive loads |
| KR930003009Y1 (ko) * | 1989-10-23 | 1993-05-27 | 금성일렉트론 주식회사 | 귀환영 엠파시스 회로 |
| US5157274A (en) * | 1990-04-30 | 1992-10-20 | Motorola, Inc. | Electrical interface circuit |
| US5194827A (en) * | 1991-04-10 | 1993-03-16 | Ampex Systems Corporation | Voltage controlled high frequency equalization |
| JP4584708B2 (ja) | 2002-06-11 | 2010-11-24 | シーエムエス サージカル、 リミテッド ライアビリティ カンパニー | 効率的な体腔の排出装置 |
| EP2566048B1 (en) * | 2011-09-01 | 2019-01-02 | NF Corporation | Amplifier circuit |
| US9893689B2 (en) * | 2016-06-24 | 2018-02-13 | Stmicroelectronics S.R.L. | System and method for a multistage operational amplifier |
-
1978
- 1978-11-16 JP JP1978157836U patent/JPS626722Y2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-11-05 US US06/091,484 patent/US4291276A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4291276A (en) | 1981-09-22 |
| JPS5574122U (ja) | 1980-05-22 |
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