JPS62247632A - 判定帰還による符号間干渉除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、波形伝送に際して発生する符号量干渉を除去
するための判定帰還による符号間干渉除去装置に関する
。

〔従来の技術〕

波形伝送の際に生ずる符号量干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等止器が知られている。（アイイーイ
ーイー・トランザクションズ・オン・コミュニケイショ
ンズ（ＩＥＥＩＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＤ　Ｎ　
ＣＤ　Ｍ　Ｍ　１１　Ｎ　［Ｃ＾Ｔ１ＤＮＳ）３２巻　
３号、１９８４年、２５８〜２６６ページ。〉 第９図に、判定帰還型等化器の従来例を示す。

第９図の回路は伝送路を介して送信側と接続されている
。ここでは、簡単のため、ベースバンド伝送を仮定して
説明する。

第９図において、入力端子１には伝送路から符号量干渉
を受けた受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号からアダ
プティブ・フィルタ５で生成された擬似符号間干渉信号
を差し引いた差信号（＝残留符号量干渉成分を含む受信
信号、［残留符号量干渉成分］−［符号量干渉成分］−
［擬似符号間干渉信号］）が得られ、判定器３、減算器
６に供給される。判定器３では減算器２の出力から受信
信号データを判定し、その判定結果を出力端子４と自動
利得調整器（以下、ＡＧＣと略記）７とアダプティブ・
フィルタ５に供給する。アダプティブ・フィルタ５で適
応的に生成された擬似符号間干渉信号は、減算器２の一
方の入力とじて供給される。ＡＧＣ７に供給された判定
器３の出力信号は１倍されて減算器６に入力される。こ
こでγは正数とする。ＡＧＣ７から減算器６に供給され
た信号は、減算器６に供給された差信号から減算され、
制御信号としてＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７では、
減算器６から帰還された信号を用いて減算器６の出力が
残留符号量干渉成分に等しくなるようにγを修正する。

すなわち、減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路は
減算器２の出力である差信号中の残留符号量干渉成分だ
けを抽出するように動作する。これは、ＡＧＣ７におい
て減算器６の出力信号と判定器３の出力信号の相関をと
ることにより、ＡＧＣ７の出力信号の利得を適応的に定
めることで実現される。減算器６の出力である残留符号
量干渉成分はアダプティブ・フィルタ５にも供給され、
係数更新に使用される。減算器２、判定器３、アダプテ
ィブ・フィルタ５からなる閑ループ回路は、入力端子１
に供給される受信信号が受けた符号量干渉を除去するよ
うに動作する。

１発明か解決しようとする問題点〕 前記アダプティブ・フィルタ５が適応動作を行なうため
にはアダプティブ・フィルタに正しく残留符号量干渉成
分が供給される必要がある。ところが、減算器２の出力
信号である差信号には残留符号量干渉成分以外の信号も
含まれているので、減算器２の出力信号を直接アダプテ
ィブ・フィルタ５に供給したと仮定すると、アダプティ
ブ・フィルタ５の適応能力が失われることになる。そこ
で、従来は第９図に示したように、減算器６、Ａ　ＧＣ
７によって残留符号量干渉成分を抽出することにより、
アダプティブ・フィルタ５の適応動作を保証するという
方法が用いられて来た。ところが、このような制御方法
では、Ａ　Ｇ　Ｃ７が必要になるとともに、十分な符号
量干渉抑圧度を得るためには、減算器６にＡＧＣ７から
供給される、符号量干渉を受けていない受信信号を望ま
しいレベルに保つという複雑な制御を必要とし、ハード
ウェア規模が大きくなるという欠点があった。また、従
来の判定帰還型等化器は、過去の送出シンポル波形の系
列に起因する符号量干渉は除去できるが、シンボル波形
内の干渉を除去することは不可能であった。

本発明の目的は、簡単で、ハードウェア規模が小さい、
判定帰還による符号間干渉除去装置を提供することにあ
る。また、本発明の他の目的は、過去の送出シンボル波
形の系列に起因する符号量干渉の除去のみならず、シン
ボル波形内の干渉も除去することのできる判定帰還によ
る符号間干渉除去装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、受信信号と擬似符号間干渉信号との差
を得るための減算器と、前記減算器出力を受け復調デー
タを作り出す第１の判定器と、該第一の判定器から供給
される前記復調データ及び第１の誤差信号を受ける第１
のアダプティブ・フィルタと、前記減算器の出力を標本
化して保持するための縦続接続された複数個のサンプル
・ホールド回路と、前記減算器の出力と該縦続接続され
たサンプル・ホールド回路の出力との和又は羊を得るた
めの演算２：；と、該演算器の出力信号の極性を検出す
る第１の極性検出回路と、該第１の極性検出回路の出力
と零のいずれかを選択する第１のセレクタと、前記復調
データを受けて該第１のセレクタを切り換える信号を発
生ずるパターン・チェック回路と、前記減算器の出力信
号の極性を検出する第２の極性検出回路と、該第２の極
性検出回路の出力を受信信号の位相に基づいて分配する
第１のスイッチと、該第１のスイッチの１つの出力接点
の出力及び第２の誤差信号を受ける第２のアダプティブ
・フィルタと、前記第１のスイッチの１つの接点出力と
零のいずれかを前記復調データに基づいて選択する第２
のセレクタと、前記第１のセレクタの出力と前記第１の
スイッチの１つの接点出力のいずれがを前記復調データ
に基づいて選択する第３のセレクタと、前記第１のスイ
ッチの１つの出力接点の出力と前記第１のセレクタの出
力と前記第３のセレクタの出力のいずれかを受信信号の
位相に基づいて選択する第２のスイッチと、前記減算器
出方を受けて該減算器出力のシンボル波形を完全に受信
し終わる前に仮復調データを作り出す第２の判定器と、
該第２の判定器の出力と第３の誤差信号を受ける第３の
アダプティブ・フィルタと、前記第１．第２及び第３の
アダプティブ・フィルタの出力を加算して前記擬似符号
間干渉信号を生成する加算器を具備し、前記第２のスイ
ッチの出力を前記第１の誤差信号として前記第１のアダ
プティブ・フィルタに帰還し、前記第２のセレクタの出
力を前記第２の誤差信号として前記第２のアダプティブ
・フィルタに帰還し、前記第１のスイッチの１つの接点
出力を前記第３の誤差信号として前記第３のアダプティ
ブ・フィルタに帰還することを特徴とする判定帰還によ
る符号間干渉除去装置が得られる。

〔１ヤ用〕 本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号量干渉成分
を含まない受信信号を生成し、差信号から差し引くとい
う従来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの
特性に注目し残留符号量干渉成分が伝送路符号によって
定まるある確率で正確に抽出されるように構成した。即
ち二値符号系を含む伝送路符号の受信信号アイ・パター
ンの特性によれば、符号量干渉が無視できる場合、現在
のサンプル値とＭＴ秒（Ｍは正整数、Ｔはデータ周期）
前のサンプル値がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶
対値がほぼ同一の値となる確率の最小値は零でないある
正の値をとる。従って、差信号（−残留符号量干渉成分
を含んだ受信信号）について現在のサンプル値とＭＴ秒
前のサンプル値の和又は差をとることにより、零でない
ある正の確率で、残留符号量干渉成分だけを抽出するこ
とができる。それゆえ、その和又は差を誤差信号として
用い、残留符号量干渉成分が正しく抽出されたときだけ
係数更新を行なえば、アダプティブ・フィルタの適応動
作が保証される。また、本発明はシンボル波形内の干渉
を除去するための１タツプのアダプティブ・フィルタを
２種類備えることによって従来の方法では不可能であっ
たシンボル波形内の干渉を除去出来るように構成されて
おり、従来に比べてクロ・ツク・ジッタに対する耐力が
高まり、性能向上をはかることができる。

〔実施例〕

次に図面を参照して本発明について、詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、入力端子１には伝送路から符号量干渉を受
けた受信信号が供給され、減算器２に供給される。最初
に、伝送路符号について説明する。第２図に伝送路符号
の一例としてＭＳＫ　（ミニマム・シフト・キーイング
）符号のシンボル波形と状態遷移を示す。第２図に示し
たように、ＭＳＫ符号では４種類のシンボル波形を用意
する。即ち、“０“及び“１”のデータに対し、それぞ
れ極性の反転した“十”モードと゛−°゛モードの２種
類の波形を用意する。これら４種類の状態遷移は、第２
図では矢印で示されており、現時点のモードは１シンボ
ル前のモードにより決定される。このＭＳＫ符号はシン
ボル波形の境界にて必ず極性が反転するという性質を持
っている。第２図に示した伝送路符号が伝送路を通って
伝送され、符号量干渉を受けて第１図の入力端子１に入
力される。

減算器２において加算器２２の出力である擬似符号間干
渉信号を差し引かれて得られた差信号（＝残留符号量干
渉成分を含んだ受信信号）は、判定器３、サンプル・ホ
ールド回路８１，８２゜・・・、　８ｐ　　（ｐ＝Ｍ　
ｘＲ）の縦続接続から成るブロック、加算器９、極性判
定回路１５及び判定器１９に供給される。判定器３は、
受信されたシンボル波形に対応したデータとモードを１
゛秒毎に判定し、その出力は出力端子４とパターン・チ
ェ・ツク回路１２とセレクタ１４及び１７とアダプティ
ブ・フィルタ２５に供給される。アダプティブ・フィル
タ２５、加算器２１．２２、減算器２、サンプル・ホー
ルド回路８１．８２．・・・、８ｐの縦続接続から成る
ブロック、加算器９、極性検出回路１０、セレクタ１１
、スイッチ１３からなる閉ループ回路はアダプティブ・
フィルタ２５の適応動作を実現するものであり、パター
ン・チェック回路１２は係数更新を選択的に行なうよう
に該閉ループ回路を制御する。セレクタ１１は、パター
ン・チェック回路１２からの信号に基づいて極性検出回
路１０の出力と零のいずれかを選択してスイッチ１３に
供給する。スイッチ１３は、サンプリング位相に基づい
てセレクタ１１の出力、又はセレクタ１４の出力、又は
スイッチ１６の出力を選択し、アダプティブ・フィルタ
２５に供給する。次に、加算器９の出力と、減算器２の
出力である差信号中の残留符号量干渉成分との関係につ
いて詳細に説明する。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。同図に示すように、受
信信号アイ・パターンは、高域成分が除去され丸みを帯
びたものとなる。本来、受信信号アイ・パターンには符
号量干渉成分が含まれているが、最初説明を簡単にする
ために図示したアイ・パターンは波形等化が理想的に行
なわれた場合で、符号量干渉成分を含まないものとする
。

第３図に示した受信信号アイ・パターンの特性によれば
、Ｍシンボル前の受信信号波形を現在の受信信号波形に
加算することによって受信信号を相殺することができる
のは、現在の受信信号波形とＭシンボル（Ｍは正整数）
前の受信信号波形のデータが一致し、モードが異なると
きであり、受信信号の相殺は１／４の確率で行なわれる
。ここで理想的でない場合について考えると、受信信号
には残留符号量干渉成分が含まれる。現在の残留符号量
干渉成分とＭシンボル前の残留符号量干渉成分とは無相
関であるから、Ｍシンボル前の残留符号量干渉成分はラ
ンダム雑音とみなすことができる。Ｍシンボル前の残留
符号量干渉成分の振幅分布は正負対称であり、その振幅
ｄがｌｄｌ　＜ε（ただしＯ〈ε）となる確率は零でな
く、ある正の値をとる。従って、加算器９の出力信号と
して残留符号量干渉成分だけが抽出される確率は零でな
いある正の値をとることがわかる。また、一般に残留符
号量干渉成分の大きさは受信信号に対して十分小である
。従って、第３図に示した波形を、理想的でない場合も
含めて受信信号波形とみなして差し支えない。それゆえ
、加算器９の出ヵを用いてアダプティブ・フィルタ２５
を制御し、アダプティブ・フィルタ２５の適応動作に妨
害を与える受信信号が相殺されれば、アダプティブ・フ
ィルタ２５の適応動作が保証されることになる。なお、
現在の受信信号波形とＭシンボル前の受信信号のデータ
が一致し、モードが異なるという条件が満足されない場
合は受信信号が相殺されないから、アダプティブ・フィ
ルタ２５を正しく制御するためには、受信信号のデータ
とモードをチェックし、係数更新を停止する必要がある
。この係数更新の制御は、パターン・チェック回路１２
とセレクタ１１によって実現される。

パターン・チェック回路１２は現在の受信信号とＭＴ秒
前の受信信号のデータが等しくモードが異なることを検
出し、それ以外の場合はアダプティブ・フィルタ２５の
係数更新を停止するためのもので、第４図に示す回路で
実現できる。この回路には判定器３の出力信号を構成す
るデータ信号５１とモード信号５２とが入力される。モ
ード信号５２は°“＋°゛、′°−″に対応して°“１
”、”“０゛°の値となる。なお、第１図において、判
定器３とパターン・チェック回路１２、判定器３とアダ
プティブ・フィルタ２５を結ぶ経路は１本の線で表示し
であるが、ＭＳＫ符号を採用した場合にはデータ信号５
１とモード信号５２に対応する２木の経路を有する。Ｍ
Ｔ秒の遅延を与える遅延素子５３と否定排他的論理和回
路（ＸＮＯＲ）　５５によって、現在の信号とＭＴ秒前
の信号のデータ信号が一致するかどうかが調べられる。

これは、データ信号５１と該信号を遅延素子５３でＭＴ
秒遅延させた信号との否定排他的論理和をＸＮ０Ｒ５５
でとることにより実現される。ＸＮ０Ｒ５５の出力は論
理積回路（ＡＮＤ＞５９の一方の入力となる。同様にし
てモード信号５２と遅延素子５６でＭＴ秒遅延した信号
との排他的論理和を排他的論理和回路（ＸＯＲ）５８で
とり、出力を八ＮＤ５９のもう一方の入力とする。ＡＮ
［！５９はデータ信号の一致出力とモード信号の不一致
出力の論理積をとり制御信号６０とする。該制御信号６
０は第１のセレクタ１１に供給される。なお、ＭＴ秒の
遅延を与える遅延素子５３．５６はフリラグ・フロップ
をＭ個直列接続することにより実現される。

セレクタ１１はパターン・チェック回路１２から制御信
号６０を受け、該制御信号６０により加算器９の出力又
は零を選択してスイッチ１３及びセレクタ１４に供給す
る。セレクタ１１が加算器９の出力信号をスイッチ１３
及びセレクタ１４に供給するのは、既に説明したように
、現在の受信信号とＭＴ秒前の受信信号のデータが一致
し、モードが異なることをパターン・チェック回路１２
が検出したときである。セレクタ１１とパターン・チェ
ック回路１２により、正確に残留符号量干渉成分だけが
抽出されたときは該残留符号量干渉成分が、その他の場
合は零がセレクタ１１の出力に得られる。

一方、減算器２の出力である差信号は極性判定回路１５
にも供給されており、差信号の極性が検出された後、ス
イッチ１６の入力となる。スイッチ１６は４個の出力接
点を持っており、Ｔ／Ｒ秒（Ｒは偶数で、Ｒ＝４と仮定
する）毎に第一の出力接点から第４の出力接点まで第１
図の矢印の方向に１唄に切り替えて、出力する。同図の
左から順に第１．第２．第３．第４の出力接点とし、Ｔ
秒毎にこの動作を繰り返す。スイッチ１６の動作のサン
プリング位相は第３図に示されており、同図のし。、１
．．１２．１３がそれぞれ第１図のスイッチ１６の第１
．第２．第３．第４の出力接点のサンプリング位相に対
応している。スイッチ１６の第３の接点出力はセレクタ
１４の入力の一つとして供給される。また、セレクタ１
４の他方の入力としては、セレクタ１１の出力が供給さ
れている。一方、セレクタ１４には制御信号として、判
定器３の判定結果であるデータ信号が入力されており、
データ信号が°゛１”のときには、スイッチ１６の第３
の接点出力を選択して出力し、データ信号が“０″のと
きには、セレクタ１１の出力を選択して出力する。すな
わち、第３図の出力波形から明らかなように、データ信
号が°“１”のときには、シンボルの中心に零交差点を
持つから第１図に示すスイッチ１６の第３の接点出力が
残留符号量干渉成分となるのに対し、ｔ２においてデー
タ信号が“０”のときには、シンボルの中心では零交差
点を持たないので、セレクタ１１の出力が残留符号量干
渉成分となる。従って、セレクタ１４の出力は、サンプ
リング位相ｔ２の残留符号量干渉成分としてスイッチ１
３の第３の入力接点に供給される。スイッチ１３は、４
個の入力接点を有するスイッチであり、スイッチ１６に
同期して、Ｔ　、／　Ｒ秒（但し、ここではＲ＝４と仮
定する。〉毎に第１の入力接点から第４の入力接点まで
第１図の矢印の方向に順に入力が切り替えられる。同図
の左から順に第１．第２．第３．第４の入力接点とし、
Ｔ秒毎にこの動作を繰り返す。第３図に示すｔ。、ｔｌ
　、ｔ２．ｔ３がそれぞれ第１図のスイッチ１３．１６
による第１．第２．第３、第４の入力接点のサンプリン
グ位相に対応している。スイッチ１３の第１の入力接点
にはスイッチ１６の第１の接点出力が、第２及び第４の
入力接点にはセレクタ１１の出力が、第３の入力接点に
は前述のようにセレクタ１４の出力が、それぞれ供給さ
れている。第３図に示すように、サンプリング位相し１
及びｔ３では、零交差点は生じないから、第１図のセレ
クタ１１の出力として得られる残留符号量干渉成分を利
用して、アダプティブ・フィルタ２５のタップ係数の更
新を選択的に行なう。セレクタ１１において零を選択す
るということは、夕・・ｌブ係数の更新が行なわれない
ことを意味し、残留符号量干渉成分が得られない場合に
相当する。また、サンプリング位相ｔ２では、データ信
号”　ｏ　”及び°゛１″に対応した残留符号量干渉成
分がセレクタ１４の出力に得られ、スイッチ１３の第３
の入力接点に供給される。

従って、スイッチ１３の出力として、各サンプリング位
相において、タップ係数の更新に必要な残留符号量干渉
成分が得られ、アダプティブ・フィルタ２５に供給され
る。以上の説明ではＲ＝４としたが、Ｒが任意の偶数で
もよいことは明らかである。次に、アダプティブ・フィ
ルタ２５について詳細に説明する。

第５図は、第１図のアダプティブ・フィルタ２５のプロ
・ツク図を示したものである。このフィルタには、第１
図の判定器３の出力信号を構成するデータ信号５１とモ
ード信号５２とスイッチ１３の出力信号１０７が入力さ
れる。モード信号５２は、遅延素子１００１　、乗算器
１０１ｏ、１０１２．・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係数発
生器１０２ｏ。

１０２＋、・・・、１０２Ｒ−１に供給される。また、
データ信号５１は、遅延素子１００’　１、及び係数発
生器１０２ｏ　、１０２１．　・・・、１０２Ｒ−１に
供給される。それぞれＴ秒の遅延を与える遅延素子１０
０＋　、１００２　、・・・、　１００　Ｎ／Ｒ−１及
び１００′１．１００’　２　、・・・、　　１００　
”　Ｎ／Ｒ−１は、この順番に接続されており、各々フ
リップ・フロップで実現することができる。ここで、タ
ップ数Ｎは正の整数であり、ＲはＮの約数とする。また
、データ信号５１、モード信号５２のデータ周期はＴ秒
である。遅延素子１００　’　ｌ（ｉ＝１，２．・・・
。

Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１Ｊ　、１
０１Ｊ＋１．・・・、　１０１　Ｊ＋Ｒ−１及び係数発
生器１０２Ｊ　、　１０２Ｊ＋１　、・・・、　１０２
　Ｊ＋ＩＬ−１に供給される。また、遅延素子１００′
ｌ　（ｉ・１，２．・・・、Ｎ／Ｒ−１＞の出力はそれ
ぞれ、係数発生器１０２Ｊ　、１０２ｊ◆１．・・・、
　　１０２Ｊ＋Ｒ−１に供給される。但し、ｊ＝ｉ　Ｘ
Ｒである。乗算器１０１に、１０１に＋Ｒ。

・・・、　１０　Ｔｏ＋５−Ｒ（ｋ・０．ｌ、・・・、
Ｒ−１＞ではそれぞれ係数発生器１０２に、１０２ｈ＋
Ｒ，・・・、１０２に＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入
力モード信号（＋１又は−１）が掛けられた後、各乗算
結果はすべて加算器１０３ｋに入力されて加算される。

Ｒ個の加算器１０３ｏ　、１０３１．−．１０３Ｒ−１
の出力はスイッチ１０４の接点入力となる。スイッチ１
０４はＴ秒を周期とする多接点スイッチであり、Ｒ，ｌ
ｉｌの加算器１０３ｏ　、１０Ｂ＋　、−，１０３Ｒ−
１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、過去
の送出データ系列に起因した擬似符号間干渉信号１０８
をＴ／Ｒ秒毎に発生する。一方、スイッチ１０４と同期
して動作するスイッチ１０５はスイッチ１０４と入出力
の方向が逆転している。

即ち、スイッチ１０５は入力信号１０７をＴ／Ｒ秒毎に
Ｒ個の接点に）１１番に分配する機能を果たす。

スイッチ１０５の各接点出力は、同期して動作するスイ
ッチ１０４に対応した接点に入力される信号経路に存在
する係数発生器に供給されている。

次に、係数発生器について詳細に説明する。

第６図は第５図の係数発生器１０２ｚ　　（７・０，１
゜・・・、　Ｎ−１＞のブロック図を示したものである
。第６図のモード信号２００は第５図のモード信号５２
又は遅延素子１００□、１００２．・・・、１００Ｎ／
Ｒ−１から出力されるモード信号に対応している。

同様に、第６図のデータ信号２００′は第５図のデータ
信号５１又は遅延素子１００′１，１００′２．・・・
、　　１００′Ｎ／Ｒ−１から出力されるデータ信号に
対応している。また第６図の誤差信号２０１は、第５図
におけるスイッチ１０５の接点出力に対応している。さ
らに、第６図の出力信号２０９は第５図における係数発
生器１０２　の出力に対応している。第６図において、
“０”又は°“１″を示すデータ信号２００′はセレク
タ２０４，２０５及び２０８．の各々の制御信号として
供給される。また、データ信号２００′に対応した０”
又は°°１°゛をとるモード信号２００は乗算器２０２
の人力の一つとして供給される。一方、乗算器２０２の
他方の入力としては、残留符号量干渉成分だけから成る
誤差信号２０１が供給されている。

乗算器２０２では、モード信号２・ＯＯと誤差信号２０
１が掛けられた後、その乗算結果は加算器２０３の一方
の入力として供給される。ここで、Ｔ秒の遅延を与える
遅延素子２０６及び２０７は、各々データ信号２００′
の“０”及び°“１′°に対、応した係数メモリであり
、その出力は共にセレクタ２０８の入力として供給され
る。一方、セレクタ２０８には、制御信号としてデータ
信号２００′が入力されており、データ信号２００′が
“０”のときには遅延素子２０６の出力である°゛０”
に対応した係数を選択して出力し、データ信号２００′
が°“１パのときには、遅延素子２０７の出力である“
１°°に対応した係数を選択して出力し、いずれの場合
も係数を表わす出力信号２０９となる。さらに、出力信
号２０９は加算器２０３に帰還されており、乗算器２０
２の出力信号と加算された後、セレクタ２０４及び２０
５に入力される。

また、遅延素子２０６及び２０７の出力は、各々セレク
タ２０４及び２０５にも入力として供給されている。さ
らに、セレクタ２０４及び２０５の出力は、各々遅延素
子２０６及び２０７に供給されている。次に、セレクタ
２０４．２０５及び２０８の動作について説明する。

データ信号２００′が“０”である場合、セレクタ２０
８はデータ信号“０°′に対応する遅延素子２０６の出
力を選択し、出力信号２０９として出力する。このとき
出力信号２０９は、加算器２０３に入力された後、セレ
クタ２０４を介して遅延素子２０６に帰還され、デーダ
′Ｏ“に対応する係数の更新が行なわれる。これに対し
て、セレクタ２０５では、遅延素子２０７の出力が選択
されて、再び遅延素子２０７に供給されるので、データ
“１”に対応する係数の更新は行なわれない。この場合
とは逆に、データ信号２００′が′１“である場合、セ
レクタ２０８はデータ゛１′′に対応する係数である遅
延素子２０７の出力を選択し、出力信号２０つとして出
力する。このとき、出力信号２０９は加算器２０３に入
力された後、セレクタ２０５を介して遅延素子２０７に
帰還され、データ゛１′′に対応する係数の更新が行な
われる。これに対し、セレクタ２０４では、遅延素子２
０６の出力が選択されて再び遅延素子２０６に供給され
るので、データ“０”に対応する係数の更新は行なわれ
ない。以上説明した原理によって、データ信号２００’
の値“０”又は°“１”に対応してアダプティブ・フィ
ルタの演算に使用する係数を選択すると共に、使用され
た係数に対しては係数の更新を行ない、使用されなかっ
た係数に対しては元の値を保持するという操作により、
アダプティブ・フィルタの係数が適応的に得られる。な
お、第１図の加算器９の出力に残留符号量干渉成分だけ
が抽出されない場合には、−アダプティブ・フィルタ２
５の係数更新は行なわれず、誤差信号２０１は零となる
。このとき、第６図から明らかなように、係数更新は停
止されるので、アダプティブ・フィルタ２５の収束が保
証される。アダプティブ・フィルタ２５で発生された過
去のデータ系列に起因する擬似符号間干渉信号は、加算
器２１．加算器２２を介して減算器２に供給され、入力
端子１より供給される符号量干渉を受けた受信信号から
減算される。次に、シンボル波形内の干渉除去について
説明する。

アダプティブ・フィルタ１８には極性判定回路１５及び
スイッチ１６の第２の出力端子を介して、減算器２の出
力である差信号の極性が、サンプリング位相１．におい
て入力される。サンプリング位相ｔ１の差信号の極性は
第３図に示すシンボル波形の前半部の判定データとして
アダプティブ・フィルタ１８において使用される。一方
、セレクタ１７には、極性判定回路１５及びスイッチ１
６を介して、減算器２の出力である差信号の極性が、サ
ンプリング位相ｔ２において入力される。また、セレク
タ１７には零も入力されており、判定器３の出力である
判定結果を用いて、データ信号が“０″のときには零を
、１°゛のときにはスイッチ１６の第３の出力端子に現
われる残留符号量干渉成分を選択して出力し、アダプテ
ィブ、フィルタ１８に供給する。セレクタ１７は、サン
プリング位相ｔ２においてデータ゛Ｏ″′を表わすシン
ボル波形は零交差点を持たないが、データ　°゛１”は
必ず持つことを区別している。セレクタ１７により、判
定器３の出力信号のデータが”　１　”のときには残留
符号量干渉成分の極性が、データが“０°゛のときには
零がアダプティブ・フィルタ１８に供給されるので、デ
ータが１″のときだけ選択的に係数更新が行なわれる。

サンプリング位相ｔ２における零からの変位のうち、シ
ンボル波形内の干渉に起因する成分は、アダプティブ・
フィルタ１８によって発生されるｍ　（Ｒ符号量干渉信
号を、加算器２１．２２を介して減算器２に供給し、符
号量干渉を受けた受信信号から減算することにより、除
去される。次に、アダプティブ・フィルタ１８について
、詳細に説明する９ 第７図は、第１図に示すアダプティブ・フィルタ１８の
ブロック図である。第７図の入力信号３ＯＯには第１図
のスイッチ１６の第２の出力接点の出力信号、すなわち
、サンプリング位相ｔ１における差信号の極性が、入力
信号３０１には、セレクタ１７の出力、すなわちサンプ
リング位相ｔ２における残留符号量干渉成分の極性又は
零となる誤差信号が対応している。また、第７図の出力
信号３０６は、第１図のアダプティブ・フィルタ１８の
出力信号に対応しており、シンボル波形内の干渉に起因
する擬似符号間干渉信号である。

第７図において、差信号の極性３００は乗算器３０２及
び３０５に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子３
０４は係数メモリで、その出力は乗算器３０５に供給さ
れて擬似符号間干渉信号３０６を発生する。遅延素子３
０４の出力はまた、加算器３０３を介して帰還されてお
り、差信号の極性３００と誤差信号の乗算を行なう乗算
器３０２の出力は加算器３０３に供給されている。誤差
信号３０１が零のときには、乗算器３０２の出力は零と
なるので係数は変化せず、選択的な係数更新が行なわれ
る。このようにして、アダプティブ・フィルタ１８の出
力には、シンボル波形中心の零交差における擬似符号間
干渉信号の値が現われ、加算器２１においてアダプティ
ブ・フィルタ５で発生される擬似符号間干渉信号と加算
された後、加算器２２を介して減算器２に供給される。

アダプティブ・フィルタ２０は、シンボル内の波形によ
り同一シンボル波形端の零交差点に生じる符号量干渉成
分を除去する役割を担う。判定器１９は、減算器２の出
力である差信号を受け、Ｔ秒を周期とするシンボル波形
の前半の３Ｔ７４秒内の波形に対して、サンプリング位
相ｔ３においてデータとモードを判定し、得られた仮復
調データをアダプティブ・フィルタ２０に供給する。又
、アダプティブ・フィルタ２０には極性判定回路１５を
介してスイッチ１６の第１の接点出力が供給されている
。従って、サンプリング位相ｔｏにおいて、減算器２の
出力である差信号の極性がアダプティブ・フィルタ２０
に入力され、誤差信号として係数更新に用いられる。第
３図に示すように、符号量干渉のない理想的な場合には
、シンポ小波形の端であるサンプリング位相ｔｏは零交
差点であるが、実際には符号量干渉を生じるために１−
　ｏにおける振幅は零にならない。この差が符号量干渉
成分であり、スイッチ１６の出力接点から供給される信
号が符号量干渉成分の極性に一致している。第８図は第
１図のアダプティブ・フィルタ２０のブロック図である
。基本構成は、第１図のアダプティブ・フィルタ２５の
１タップ分のさらに１位相分に相当する。従って、係数
更新の動作原理は第６図と全く同じである。第８図にお
いて、第６図と同一の参照数字で示す機能ブロック、ま
たは信号も、同一である。但し、データ信号２１２′及
びモード信号２１２は第８図の場合には、第１図の判定
器１９の出力に対応している。また、第８図の誤差信号
２１３は第１のスイッチ１６の第１の出力接点の出力信
号に対応している。第８図と第６図の相違点は、モード
信号２１２とセレクタ２０８の出力信号２０９の乗算が
乗算器２１０において行なわれ、擬似符号間干渉信号２
１１を出力している点である。また、第６図の誤差信号
２０１は一ト１及び０の３値をとるか、第８図の誤差信
号２１３は＋１の２値をとる。第８図に示す回路で構成
されるアダプティブ・フィルタ２０の出力である擬似符
号間干渉信号は、加算３２２に供給され、加算器２１の
出力と加算されて減算器２に入力される。

第１図ではサンプル・ホールド回路８１，８２゜・・・
、８ｐの縦続接続から成るブロックと減算器９によって
残留符号量干渉成分たけを抽出しているが、第３図のア
イ・パターから明らかなように、加算器９を減算器に置
き換え、第４図に示した回路においてモード信号の不一
致を検出するＸＯＲ５８の代わりに否定排他的論理和回
路を用いて、モード信号の一致を検出しても同様の効果
が得られる。また、第１図においてサンプル・ホールド
回路８□、８□、・・・、８Ｐの標本化に要する時間は
無視できると仮定していたが、この仮定が成立しない場
合にはサンプル・ホールド回路の個数はＩ　［ｐＴ／（
Ｔ−Ｒ８］　＋Ｉ）個以上用意すれば良い。ここに、δ
はサンプル・ホールド回路が標本化に要する時間、［Ｘ
］はＸを越えない最大の整数、ｐ＝Ｍ　ＸＲである。各
サンプル・ホールド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒで
等しい。いま、隣り合ったサンプル・ホールド回路の位
相は互いに（Ｔ／Ｒ−δ）だけずれている。このとき、
ひとつのサンプル・ホールド回路では標本化に要する時
間δを差し引いた（Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサンプル値がホ
ールドされる。例えば、Ｍ＝Ｉ、Ｒ・４．δ＝Ｔ／３２
のとき、サンプル・ホールド回路の個数は５個以上用意
すればよく、５個のサンプル・ホールド回路を直列接続
した場合、全体のホールド時間は３５Ｔ／３２となる。

これは５個のサンプル・ホールド回路の直列接続で実現
できる最大のホールド時間である。全体のホールド時間
をＴにするには、隣り合ったサンプル・ホールド回路の
サンプル位相を順にＴ１５だけずらせばよい。また、４
つのサンプル・ホールド回路のサンプル位相を順に７Ｔ
／３２ずらし、残りの１つを前段のサンプル・ホールド
のサンプル位相に対して４　Ｔ／３２ずらせても全体の
ホールド時間をＴにすることができる。このように、隣
り合ったサンプル・ホールド回路のサンプル位相を適当
にずらすことによって、全体のホールド時間をＴにする
ことができる。同様にして、Ｔ／Ｒより小さい、いかな
るδに対しても、十分な数のサンプル・ホールド回路を
直列に接続してサンプル位相を適当に選べば、任意のホ
ールド時間を得ることができる。

従って、一般に標本化に要する時間が無視できない場合
でもＴの整数倍の任意のホールド時間を得ることができ
る。

以上、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明してき
たが、伝送路符号として、例えばバイフェーズ符号を用
いることができる。バイフェーズ符号を用いた場合には
、第３図に示した受信信号をＴ／２秒ずらせた波形が受
信信号となるので、パターン・チェックの方式をバイフ
ェーズ符号特有のものにしなければならない。パターン
・チェック回路１２は受信信号が相殺されるような波形
の組み合わせを検出したときだけ、”　ｉ　”を出力す
る論理回路を構成すれば、第４図に示したＭＳＫ符号に
対するパターン・チェック回路と同等に使用することが
できる。ただし、パイフェース符号の場合には、パター
ン・チェック回路の入力信号はデータ信号だけである。

パイフェーズ符号の場合には、さらに、セレクタ１４の
制御信号がＭＳＫ符号とは異なる。すなわち、第３図の
ｔ２のサンプル点で受信信号が零の値をとるかとらない
かに依存してセレクタ１４は出力信号を選択するが、パ
イフェーズ符号の場合はｔ２がシンボル波形の境界なの
で、連続した２個のシンボル波形に対応してセレクタ１
４を制御するための回路を用いる必要がある。これらの
符号以外の伝送路符号についても同様に考えると、受信
信号が相殺されるパターンを検出し、アダプティブ・フ
ィルタ２５の係数更新を制御すれば、残留符号量干渉成
分をある確率で正確に取り出すことができることは明ら
かである。

〔発明の効果〕

以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号につ
いて、現在の値とＭＴ秒前の値との和又は差をとること
により受信信号に含まれる残留符号量干渉成分は零でな
いある正の値の確率で正確に抽出される。従って、前記
の和又は差を用い、さらに残留符号量干渉成分か正確に
抽出されるような受信信号波形の連続パターンを検出し
てサンプリング位相に対応して前記の和又は差と前記差
信号を選択しつつ係数更新を行なってアダプティブ・フ
ィルタを制御することにより、適応動作が保証され、複
雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウェア規模が小
さい判定帰還による符号量干渉除去方法及び装置を提供
できる。また、本発明によれば、受信信号の零交差点を
サンプル点に一致させ、同時に過去のシンボル波形の系
列に起因する符号量干渉だけでなく、シンボル波形内の
干渉も除去することができるから、伝送距離によらず判
定タイミング位相を常に最適に保持でき、クロック・ジ
ッタに強いという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
ＭＳＫ符号のシンボル波形と状態遷移を示す図、第３図
はＭＳＫ符号に対応したアイ・パターンを示す図、第４
図は第１図中のパターン・チェック回路を示すブロック
図、第５図は第１図中のアダプティブ・フィルタ２５の
ブロック図、第６図は第５図中の係数発生器のブロック
図、第７図は第１図中のアダプティブ・フィルター８の
ブロック図、第８図は第１図中のアダプティブ・フィル
タ２０のブロック図、第９図は判定帰還型等止器の従来
例を示すブロック図である。 １・・・入力端子、２・・・減算器、３，１９・・・判
定器、４・・・出力端子、５，１８．２０．２５・・・
アダプティブ・フィルタ、８＋　、８２　、・・・、８
ｐ・・・サンプル・ホールド回路、９，２１．２２・・
・加算器、１０．１５・・・極性検出回路、１１，１４
．１７・・・セレクタ、１２・・・パターン・チェック
回路、１３．１６・・・スイッチ。 と 代理人　弁理士　　　内　原　　　晋ゝ乙 丁ン 第２図 第３図 τ０　シ　　Ｃｘ　　　ｔ３ 第４図 ロ 第６図 千７図 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 受信信号と擬似符号間干渉信号との差を得るための減算
   器と、前記減算器出力を受け復調データを作り出す第１
   の判定器と、該第一の判定器から供給される前記復調デ
   ータ及び第１の誤差信号を受ける第１のアダプティブ・
   フィルタと、前記減算器の出力を標本化して保持するた
   めの縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回路と
   、前記減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホー
   ルド回路の出力との和又は差を得るための演算器と、該
   演算器の出力信号の極性を検出する第１の極性検出回路
   と、該第１の極性検出回路の出力と零のいずれかを選択
   する第１のセレクタと、前記復調データを受けて該第１
   のセレクタを切り換える信号を発生するパターン・チェ
   ック回路と、前記減算器の出力信号の極性を検出する第
   ２の極性検出回路と、該第２の極性検出回路の出力を受
   信信号の位相に基づいて分配する第１のスイッチと、該
   第１のスイッチの１つの出力接点の出力及び第２の誤差
   信号を受ける第２のアダプティブ・フィルタと、前記第
   １のスイッチの１つの接点出力と零のいずれかを前記復
   調データに基づいて選択する第２のセレクタと、前記第
   １のセレクタの出力と前記第１のスイッチの１つの接点
   出力のいずれかを前記復調データに基づいて選択する第
   ３のセレクタと、前記第１のスイッチの１つの出力接点
   の出力と前記第１のセレクタの出力と前記第３のセレク
   タの出力のいずれかを受信信号の位相に基づいて選択す
   る第２のスイッチと、前記減算器出力を受けて該減算器
   出力のシンボル波形を完全に受信し終わる前に仮復調デ
   ータを作り出す第２の判定器と、該第２の判定器の出力
   と第３の誤差信号を受ける第３のアダプティブ・フィル
   タと、前記第１、第２及び第３のアダプティブ・フィル
   タの出力を加算して前記擬似符号間干渉信号を生成する
   加算器を具備し、前記第２のスイッチの出力を前記第１
   の誤差信号として前記第１のアダプティブ・フィルタに
   帰還し、前記第２のセレクタの出力を前記第２の誤差信
   号として前記第２のアダプティブ・フィルタに帰還し、
   前記第１のスイッチの１つの接点出力を前記第３の誤差
   信号として前記第３のアダプティブ・フィルタに帰還す
   ることを特徴とする判定帰還による符号間干渉除去装置
   。