JPH01233836A - 判定帰還による符号間干渉除去方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は波形伝送に際して発生する符号量干渉を除去す
るために用いられる判定帰還による符号間干渉除去方法
およびその装置に関する。

（従来の技術） 波形伝送の際に生ずる符号量干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等化器が知られている（ＩＥＥＥ　　
ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　　ＯＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡ
ＴＩＯＮＳ　；　３２巻３号、　１９８４年、２５８〜
２６６ページ参照）。判定帰還型等化器は符号量干渉が
影響する長さ分のタップ係数を持つ適応型（アダプティ
ブ）フィルタを用いて受信データ系列に対応した擬似符
号量干渉を生成することにより、伝送路を波形が伝送さ
れて来る間に受ける符号量干渉を抑圧するように動作す
る。

このとき、適応フィルタの各係数は、残留符号量干渉と
受信信号の判定結果との相関をとることによって逐次修
正される。

判定帰還型等化器において係数の修正を行なう際に、符
号量干渉を含んだ受信信号から擬似符号量干渉を差し引
いた差信号中（含まれる残留符号量干渉を正しく検出で
きないと、適応動作が不可能になるという問題が生じる
。例えば、伝送路符号としてバイフェーズ符号のような
二値符号？使用した場合、二値符号の性質から受信信号
レベルが零となる区間が存在せず、符号量干渉だけを独
立して取り出すことが出来なくなり、前記の問題が発生
する。

そこで、この問題を解決するための従来技術について、
次に述べる。第７図は判定帰還型等化器の従来例を示し
たものである。ここで、第７図の回路は伝送路を介して
送信側と接続されている。

ここでは、簡単のためベースパ／ド伝送を仮定して説明
する。第７図において、大刀端子１には伝送路から符号
量干渉を含んだ受信信号が供給され、減算器２に入力さ
れる。減算器２では大刀端子ｌに供給された受信信号か
ら擬似符号量干渉を差し引いた差信号（＝残留符号量干
渉を含む受信信号。

残留符号量干渉＝符号間干渉−擬似符号間干渉）が得ら
れ１判定器３、減算器６に供給される。判定器３で判定
された結果は二値データ系列となり、出力端子４とＡＧ
Ｃ７とアダプティブ・フィルタ５に供給される。アダプ
ティブ−フィルタ５の出力は、減算器２に供給される。

減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路は減算器６の
入力である差信号中の残留符号量干渉だけを正確に取り
出すように動作する。これは、ＡＧＣ７が判定器３から
供給された信号にある定数を乗算して残留符号量干渉を
含まない受信信号を生成することにより実現される。Ａ
ＧＣ７により発生された受信信号は。

減算器２の出力である差信号から、減算器６で減算され
る。減算器６の出力はアダプティブ・フィルタ５に供給
され、係数更新に使用される。減算器２１判定器３％ア
ダプティブ・フィルタ５からなる閉ループ回路は、入力
端子ＩＫ供給される受信信号の符号量干渉を除去するよ
うに動作する。

これは、アダプティブ・フィルタ５が擬似符号量干渉を
生成することにより、実現される。

そこで、アダプティブ会フィルタ５Ｖｃついて詳細に説
明する。第８図は第７図のアダプティブ・フィルタ５の
詳細構成を示したものである。第８図における入力は号
１０６及び１０７は、それぞれ第７図の判定器３の出力
信号である二値データ系列及びｅｃｔＸ器６の出力信号
に対応している。また、第８図における出力信号１０８
は第７図のアダプティブ・フィルタ５の出力信号に対応
している。入力信号１０６　Ｆｉ遅延素子１００１％　
乗算器ｔｏ＋６．１０１１．・・・・・・・・・、１０
１Ｒ−、及び係数発生器１０２．．１０２１．・・・・
・・、１０２Ｒ−ＩＫ供給される。Ｔ秒の遅延を与える
遅延素子１００　ｔ　＋　１ＵＯｚ。

・−・・・・、１００Ｎ／Ｒ−１は、この順番に接続さ
れており、各々フリップ・フロップで実現することがで
きる。ここでＮ及びＲは正の整数であり、ＲはＮの約数
とする。また、入力信号１０６のデータ周期はＴ秒であ
る。遅延素子１００１　（ｉ　＝　１．２．　　・・・
・・・、Ｎ／Ｒ−１）の、出力はそれぞれ乗算器Ｉ　Ｕ
　ｌｊ　。

１０１ｊ４−ｔ、　　・・・・・・、１０１ｊ＋Ｒ−１
及び係数発生器１０２ｊ、１０２ｊ＋ｔ、・・・・・・
、　］　０２　ｊ＋ｎ−ｘ　　に供給される。但しｈ　
　ｊ＝ｔｘｕである。乗算器１０１ｏ。

１０１１　＠・・・・・・−１０１Ｋ＋Ｎ−Ｒ（Ｋ＝０
．１．・・・・・・、Ｉｔ−１）ではそれぞれ係数発生
器１０２ｏ　＊　１０２ｔ＊・・・・・・。

１０２　Ｋ＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入力データが
掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器１０３Ｋに入
力されて加算される。Ｒ個の加算器１０３ｏ。

１１１３１、・・・・・・、１０３ｉ−ｔ　　の出力は
スイッチ１０４の入力接点となる。スイッチ１０４はＴ
秒を周期とする多接点スイッチであり％Ｒ個の加算器１
０３ｏ。

１０３　ｘ　ｅ・・・・・・＊　Ｉ　Ｕ　３　トｘ　の
出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、出力信号
１０８とする。

出力信号１０８はＴ／Ｒ秒毎に発生される擬似符号量干
渉である。Ｒは補間定数（インタボレーシラン・７アク
タ）と呼ばれ、所要の信号帯域内で符号量干渉を除去す
るために、通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイッ
チ１０４と同期して動作するスイッチ１０５はスイッチ
１０４と入出力が逆転している。即ち、スイッチ１０５
は入力信号１０７　ｔ’ｒ／ｕ秒毎にＲ個の接点に順番
に分配する機能を果たす。スイッチ１０５の各接点出力
は同期して動作するスイッチ１０４に対応した接点に入
力される信号経路に存在する係数発生器に供給されてい
る。

次に、係数発生器について詳細に説明する。第９図は第
８図の係数発生器１０２７（／＝０．１．・・・・・・
。

Ｎ−１）の詳細構成を示したものである。第９図の入力
信号２００は第８図の入力信号１０６又は遅延素子１０
０＊、１００意、・・・・・＋、　１００　Ｎ／Ｒ−１
の出力信号に対応している。また、第９図の入力信号２
０１は第８図におけるスイッチ１０５の接点出力に対応
している。さらに％第９図の出力信号２０３は第８図に
おける係数発生器１０２１の出力に対応している。第９
図において、入力信号２００及び２０１は乗算器２０４
に供給され、その乗算結果は加算器２０５の一方の入力
となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子２０６を
介して帰還されており、Ｔ秒毎に行なわれる係数の更新
は乗算器２０４に供給されている入力信号２００及び２
０１の相関値を１サンプル前の係数値に加えることによ
り実現される。出力信号２０３が係数である。

（発明が解決しようとする課題） 以上、第８図、第９図を参照して説明した第７図のアダ
プティブ・フィルタ５により発生された擬似符号量干渉
は減算器２の一方の入力となる。

減算器２では入力端子ｌから供給される受信信号から擬
似符号量干渉を差し引いた差信号（＝残留符号量干渉を
含んだ受信信号、ただし、〔残留符号量干渉〕＝〔符号
量干渉〕−〔擬似符号量干渉〕）が得られ、判定器３．
減算器６に供給される。−方、ＡＧＣ７と減算器６から
なる閉ループ回路は。

減算器６に供給される差信号中の残留符号量干渉だけを
正確に取り出すように動作する。ＡＧＣ７に供給された
判定器３の出力信号はｒ倍されて減算器６に入力される
。ここでｒは正数とする。

ＡＧＣ７から減算器６に供給された信号は、減算器６に
供給された差信号から減算され、制御信号としてＡＧＣ
７に帰還される。ＡＧＣ７では、減算器６から帰還され
た信号を用いて減算器６の出力が残留符号量干渉に等し
くなるようにｒｔ−修正する。すなわち、ＡＧＣ７は、
差信号中に含まれる残留符号量干渉以外の信号を擬似的
に作り出す。

減算器６の出力は誤差としてアダプティブ・フィルタ５
に供給され、係数更新に用いられる。ここで、アダプテ
ィブ・フィルタ５が適応動作を行なうためにはアダプテ
ィブ会フィルタ５に正しく残留符号量干渉が供給される
必要がある。ところが、減算器２の出力信号である差信
号には残留符号量干渉以外の信号も含まれているので、
減算器２の　　。

出力信号を直接アダプティブ・フィルタ５に供給したと
仮定すると残留符号量干渉が正確に得られなくなってし
まう。従って、アダプティブ・フィルタ５の、適応能力
が失われることになる。そこで、従来は第７図に示した
ように、減算器６．ＡＧＣ７を付加して減算器２の出力
信号である差信号から擬似的な残留符号量干渉以外の信
号を差し引くことにより、アダプティブ・フィルタ５の
適応動作を保証するという方法が用いられて来た。この
方法はＡＧＣ７により受信信号の判定結果である二値デ
ータ系列を用いて符号量干渉を含まない受信信号を生成
し、減算器６において差信号から差し引く。ＡＧＣ７と
減算器６により、残留符号量干渉成分が得られ、アダプ
ティブ番フィルタ５の適応動作が保証されることになる
。ところが、従来の制御方法では、ＡＧＣ７が必要にな
るとともに。

十分な符号量干渉抑圧度を得るためには、減算器６にＡ
ＧＣ７から供給される符号量干渉を含まない受信信号を
望ましいレベルに保つという制御を必要としハードウェ
ア規模が大きくなるという欠点があった。

本発明の目的は、簡単でかつハードウェア規模の小さい
判定帰還による符号間干渉除去方法およびその装置を提
供することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明の判定帰還による符号間干渉除去方法は、符号間
干渉信号を含んだ受信信号から擬似符号間干渉信号を差
し引いて差信号を求め、前記差信号を復調して得られる
復調データ系列に基づき前記受信信号のシンボル波形に
対応したメモリに既に保存されているデータを取り出し
、前記差信号と加算もしくは減算して残留符号間干渉信
号を求め、前記差信号を前記受信信号のシンボル波形に
対応したメモリに保存し、前記残留符号間干渉信号と前
記差信号とのいずれか一方をサンプル位相と前記復調デ
ータ系列とに基づいて選択して得た誤差信号をアダプテ
ィプリフィルタの係数更新に用＾る構成である。

本発明の判定帰還による符号量干渉除去装置は、受信信
号と擬似符号間干渉信号との差信号を得る減算器と、前
記差信号を受け復調データ系列を作り出す判定器と、前
記判定器から供給される前記後調データ系列及び誤差信
号を受け適応的に前記擬似符号間干渉信号を生成するア
ダプティブ・フィルタと、前記減算器の出力を遅延させ
る遅延素子と、前記遅延素子の出力を受け前記受信信号
のシンボル波形に対応したメモリに分配する第１のスイ
ッチと、前記受信信号のシンボル波形と逆極性又は同極
性のシンボル波形に対応したメモリのデータを選択する
第１のセレクタと、前記第１のセレクタの出力と前記遅
延素子の出力との和又は差を得る演算器と、前記演算器
の出力と前記差信号とのいずれかを前記復調データ系列
に基づいて選択する第２のセレクタと、前記差信号と前
記演算器の出力と前記第２のセレクタの出力とのいずれ
かを前記受信信号の位相に基づいて選択し前記誤差信号
として出力する第２のスイッチとを備える。

（作用） 本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号量干渉を含
まな＾受信信号を生成し、差信号から差し引くという従
来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの特性
に注目し残留符号量干渉が正確に取り出されるように構
成した。即ち二値符号系を含む伝送路符号の受信信号の
アイ・パターンの特性によれば、現在のサンプル値とＪ
Ｔ秒（Ｊは正整ａ）前のサンプル値の絶対値がほぼ同一
の値となる確率の最小値は零でないある正の値をとる。

従って、差信号（＝残留符号量干渉を含んだ受信信号）
？各すンプル値の属するシンボル波形に対応したメモリ
に保存する一方、絶対値の等しいサンプル値が受信され
たときに取り出して現在のサンプル値と加算又は減算す
ることにより、符号量干渉のないときには出力は零に、
それ以外は残留符号量干渉そのものになる。それゆえ、
残留符号量干渉が正確に検出できるから、その出力ｔ−
誤差信号として用ｉれば、アダプティブ・フィルタの適
応動作が保証される。また、符号量干渉を含まなわ受信
信号が零交差するサンプル位相はシンボル波形の中心と
端にあり、このとき符号量干渉を含まない受信信号は零
であるから前記の操作により残留符号量干渉を取り出す
ことは不要となる１反対にいえば、あるサンプル点に着
目して前記差信号を残留符号量干渉の代わりに用いて前
記アダプティブ・フィルタの係数を更新すれば。

サンプル点においては受信信号が零交差することになる
。そこで、サンプル位相に依存して、前記の操作を実行
するか否かを選択して出力し、この出力ｔアダグチイブ
−フィルタに供給することにより適応動作を保証し、等
化波形の零交差をサンプル点に一致させる。

（実施例） 次に、図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

同図において、第７図と同一の参照番号を付与された構
成要素は第７図と同一の機能を持つとする。

第１図と第７図の相違点は、ＭＴ秒の遅延を与える遅延
素子８、スイッチ９、メモリ１０１＋　１　（ｈ　＋・
・・・・・、１０．、、　　セレクタ１１．加算器１２
からなる部分であり、その他の構成は第７図と全く同一
である。

まず、全体の構成について簡単に述べる。入力端子ｌに
入力された受信信号は減算器２に供給される。減算器２
においてアダプティブ−フィルタ５で発生された擬似符
号量干渉を差し引かれて得られた差信号に残留符号量干
渉を含んだ受信信号）は２判定器３．遅延素子８及び極
性検出回路１６に供給される。判定器３の出力は出力端
子４とスイッチ９とセレクタ１１とセレクタ１４とアダ
プティブ・フィルタ５に供給される。アダプティブ・フ
ィルタ５、減算器２、遅延素子８．スイッチ９、メモリ
１ｕｔｅ　１ｕｔｅ”・・・−，１０−、セレクタ１１
１加算器１２及び極性検出回路１３からなる閉ループ回
路はアダプティブ・フィルタ、５の適応動作を実現する
ものであり、スイッチ９とセレクタ１１はメモリ１０１
　＃　ｌ　Ｕｓ　＊・・・・・・、１０ｆｆｉに供給す
る信号と取り出す信号を選択して加算器１２に供給する
信号を制御する。セレクタ１４は判定器３からの信号に
基づいて極性検出回路１３の出力と極性検出回路１６の
出力を選択してスイッチ１５に供給する。スイッチ１５
はサンプル位相に基づいて極性検出回路１６の出力、ま
たは極性検出回路１３の出力、またはセレクタ１４の出
力を選択し、アダプティブ−フィルタ５に供給する。

アダプティブ・フィルタ５の構成について＃−１．第７
図で説明したものと同様に第８図及び第９図の回路構成
と同一でよい。

次に、セレクタ１１の出力と、減算器２の出力である差
信号中の残留符号量干渉との関係について詳細に説明す
るが、その前に伝送路符号について述べる。第２図は二
値符号の代表例を示したものであり、同図（ａ）はバイ
フェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＮ（ミニマム・シフト・
キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示す。第２図
（ａｌに示したようにバイフェーズ符号では＃０”及び
１″のデータに対して極性の反転したパルス波形を割り
当てる。ｌｌｆｆＪ者のパルスは共に、シンボル波形の
中心で極性が反転しており、ｌシンボル内で正負がバラ
ンスしているという特徴をもっている。これに対し、第
２図（ｂ）　［示したように％ＭＳＫ符号では４種類の
パルス波形を用意する。即ち　ＩＩＩＱ”及び′１”の
データに対し、それぞれ極性の反転した０”モードと′
ｌ１１モードの２種類のパルス波形を用意する。７０″
モードと″′１″モードはそれぞれ波形の極性が正と負
であることを表す。

これら２種類のモード遷移は、第２図（ｂｌの矢印で示
されており、現時点のモードはｌシンボル前のモードに
より決定される。このＭＳＫ符号は送出シンボル波形の
境界にて必ず極性が反転すると＾う性質を持っている。

なお、ＭＳＮ符号では、′ｌ“に対してａ１７ンボル内
で正負のバランスが取れているが％　′０”に対しては
、正負がバランスしていない。しかし、第２図（ｂ）の
モード遷移を示す矢印の方向から明らかなように、連続
するデータ系列内で”０”が偶ａ個存在すれば正負のバ
ランスは取れており、直流成分はほとんど無視できる。

第２図に示した伝送路符号が伝送路を通って伝送され、
符号量干渉を受けて第１図の入力端子ｌに入力される。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。第３図（ａＪ及び（ｂ
）は第２図に対応してそれぞれバイ７工−ズ符号及びＭ
ＳＫ符号のアイ・パターンである。

同図に示すように、受信信号アイ−パターンは高域成分
が除去され丸みを帯びたものとなる。本来、受信信号ア
イ・パターンには符号量干渉成分が含まれているが、最
初説明を簡単にするために図示したアイ・パターンは理
想的で、符号量干渉を含まないものとする。いま、第３
図（ｂＪに示すＭＳＫ符号の受信信号アイ−パターンに
注目する。受信信号アイ・パターンの特性によれば、現
在のサンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサンプル値
が逆極性で絶対値がほぼ同一の値である確率は零でない
ある正の値をとる。従って、Ｔ秒毎のサンプル値をメモ
リに保存しておき、逆極性の波形が受信されたときのサ
ンプル値に加算することによって受信信号を相殺するこ
とができる。第４図（ａ）はＪ＝２の場合について受信
信号相殺の様子を表わしたもので、３つの波形は右から
順に現在、Ｔ抄部、２Ｔ秒前のシンボル波形である。第
４図（ａ）に示した例では、データ信号が”０１０″及
び”１０１”となっており、現在の波形と２Ｔ秒前のシ
ンボル波形が逆極性になる。従って、サンプル値につい
ても、現在のサンプル値と２Ｔ秒前のサンプル値が逆極
性で絶対値が同一の値となることは容易にわかる。ゆえ
に、２Ｔ秒前のサンプル値をとのサンプル値の属するシ
ンボル波形に対応したメモリから取り出し、現在のサン
プル値に加算することによりて受信信号成分は相殺され
、出力は零となる。これがＪ＝２以外の場合にも正しい
ことは明らかである。ここで、理想的でない場合につい
て考えると、受信信号には残留符号量干渉成分が含まれ
る。残留符号量干渉成分について考えると。

現在の残留符号量干渉の値とＪＴ秒前の残留符号量干渉
の値とは無相関であるから、ＪＴ秒前の残留符号量干渉
の値はランダム雑音とみなすことができる。ＪＴ秒前の
残留符号量干渉の値の振幅分布は正負対称であり、振幅
δがｌδ１ｚε（ただしＯくε）となる確率は零でなく
、ある正の値をとる。従って、加算器１２の出力信号に
正確な残留符号量干渉が含まれる確率は零でないある正
の値をとることがわかる。また、一般に残留符号量干渉
の大金さは受信信号に対して十分小である。従って、第
４図（ａ）ＶＣ示した波形を、ｆ！ｌ想的でない場合も
含めて受信信号波形とみなして差し支えない。

次に、第１図におけるメモリ１０ｔ−１ｕｔｅ・・・・
・・、１０ｍ　の入出力信号を制御するスイ雫チ９とセ
レクタ１１の動作について説明する。スイッチ９は受信
サンプル値の属するシンボル波形に対応してサンプル値
を保存するメモリをメモリ１０１゜１０２、・・・・・
・、１０□から選択する。ＭＳＫ符号のアイ−パター７
はｙｇ３図に示すように４種類の波形が重ねあわされた
ものになるからｍ　＝　４であり、例えばメモリ１０１
．１　（ｈ　、　１０１　、１０４　がそれぞれ００”
、”０１”、”１０’、”１１”　で現されるシンボル
波形に対応すると考えることができる。ここで、′０１
”　とはデータ信号″０″　とモード信号″１”で定義
されるシンボル波形を表す。

スィッチ９Ｆｉ判定器３から供給されるデータ信号とモ
ード信号を用いて、これらの組合せが”ｏｏ”。

”０１”、”１０″、”１１．のときに遅延素子８から
供給された信号をそれぞれメモ９１０ｔ　ｅ　１０２　
＃１０３１１０４に保存するように回路の切り換えを行
なう。なお、第１図において、判定器３とスイッチ９．
セレクタ１１及びアダプティブ・フィルタ５を結ぶ経路
は１本の線で表示しであるが。

ＭＳＫ符号を採用した場合にはデータ信号とモード信号
に対応する２本の輪路を表わす。判定器３はシンボル波
形が最後まで受信されるまで受信シンボル波形の判定を
行なうことができず、データ信号とモード信号が決定さ
れないので、スイッチ９に供給される信号は遅延素子８
によりＴ秒遅延させる。すなわち、ＭＳＫ符号ではＭ＝
１である。

同時に、加算器１２に供給される差信号も遅延素子８で
Ｔ秒遅延される。

第１図に示す実施例において、第８図を用いて説明した
補間定数をＲ＝４と仮定すると、１つのシンボル波形当
り４種類の位相におけるサンプル値が存在する。このた
め、メモＩＪＩ０１，１０！ｓ１０、．１０４はそれぞ
れ４つのサブメモリから構成され、各サブメモリは一つ
のサンプル位相（おける一つのシンボル波形に対応する
。逆に、一つのサンプル位相における一つのシンボル波
形に対応するメモリは唯一なので、同一サンプル位相に
おける同一シンボル波形に対応するサンプル値は常に更
新され、最新の値がメモリに保存されている。これは、
Ｒ≠４の場合も同様である。セレクタ１１は受信サンプ
ル値の属するシンボル波形に対応してデータを取り出す
メモリをメモリｌｕｔｅ１０２、・・・・・・、　１０
ｒｆｉから選択する。ＭＳＫ符号の場合には、判定器３
から供給されるデータ信号とモード信号を用いて、これ
らが’００”、”０１”。

′１０″、”１１”のときにそれぞれメモＩＪＩ（ｈ。

Ｉ　Ｕｓ　＊　１０４　ｅ　Ｉ　Ｕｓに保存されている
データを選択して加算器１２に供給するように回路の切
り換えを行なう。このように、セレクタ１１は判定器３
で判定されたシンボル波形と逆極性のシンボル波形に対
応したメモリからのデータを選択するので、加算器１２
で受信信号が相殺され、正確に残留符号量干渉を取り出
すことができる。

第１図のアダプティブ・フィルタ５により発生された擬
似符号量干渉は減算器２に供給される。

減算器２では入力端子ｌの入力信号である受信信号から
擬似符号量干渉を差し引いた差信号（＝残留符号量干渉
を含んだ受信信号、残留符号量干渉＝符号間干渉−擬似
符号間干渉）が得られ、判定器３．遅延素子８に供給さ
れる。加算器１２では遅延素子８の出力信号とメモ’Ｊ
　１０１＊　ｌ　ｕｓ　ｅ・・・・・・、１０ｆｌｌ　
からセレクタ１１によって選択された信号が加算されて
受信信号が相殺され、残留符号量干渉だけがアダプティ
ブ・フィルタ５に供給される。判定器３で判定された結
果はアダブチ４ブ・フィルタ５に供給されると同時に出
力端子７に現われる。アダプティブ・フィルタ５は加算
器１２の出力信号を用いて係数更新を行なう。

次に極性検出回路１３の出力はスイッチ１５に供給され
る。スイッチ１５には極性検出回路１３の出力の他に極
性検出回路１６の出力とセレクタ１４の出力が供給され
ている。セレクタ１４は極性検出回路１３の出力と極性
検出回路１６の出力を判定器３の出力によって切り換え
、判定器３が０”に対応するときは極性検出口ｇ＆１３
の出力を、１−に対応するときは極性検出回路１６の出
力を選択して、スイッチ１５に供給する。従って、セレ
クタ１４の出力は、判定器３が”Ｏ”に対応するときは
スイッチ９とメモリ１０ｔｓｌＯｚｅ・・・・・・、１
０□　とセレクタ１１によって取り出された残留符号量
干渉を　ｗ１″に対応するときは極性検出回路１６の出
力、すなわち差信号の極性となる。一方、第１図におい
て、スイッチ１５はＴ／Ｒ秒のレートで動作する。ただ
し、Ｒは補間定数で、第１図はＲ＝４の場合を表わして
いる。

第３図の受信信号アイ・パターンの例を参照すれば明ら
かなように、サンプル位相を選択することにより、受信
信号の零交差点とサンプル点を一致させることができる
。これは、あるサンプル点が受信信号の零交差点となる
よう−に判定帰還型等化器を動作させることが可能であ
ること？示している。零交差点と一致したサンプル点で
は、減算器２の出力である差信号は残留符号量干渉その
ものとなり、スイッチ９とメモリｉｏｌ＊ｌＯｎ＊・・
・・・・。

１０、とセレクタ１１ｒ用いて残留符号量干渉を取り出
す必要がない。反対にいえば、あるサンプル点に着目し
て差信号を残留符号量干渉の代わりに用いてアダプティ
ブ−フィルタの係数を更新すれば、このサンプル点にお
いては受信信号が零父差することになる。そこで、サン
プル位相に応じてアダブチ４プ・フィルタ５に供給する
信号を区別する。第３図に示すように、Ｔ／４秒離れた
サンプル点をｔｏｏ　　１１＊　　ｔｘ＊　　ｔｓ　　
とすると、零交差点と一致するサンプル点はＴ秒内にｔ
ｏ　とｔ２の２回存在し、そのうちｔｏ　は無条件に、
　　ｔ、　　は”１”のデータが受信されたときだけ、
零交差点を発生する。スイッチ１５の入力接点の一番左
の端子がｔｏ　で選択されるようにすれば、スイッチ１
５の入力端子は左から順Ｋｔｏ＊　ｔｔ＊　ｊｌ＋　ｉ
ｓに対応して選択される。すなわち、スイッチ１５の入
力接点Ｆｉ　ｔｏ　−ｔ３の順に極性検出回路１６゜極
性検出回路１３．セレクタ１４１極性検出回路１３の出
力に接続され、以下これを順次繰り返す。

スイッチ１５の動作は以下のことを意味する。すなわち
、第３図から明らかなようにｈ　　ｌｌ＋　　ｔｍでは
受信信号は零交差点ではないので極性検出回路１３の出
力を用いて＆　　ｔｏ　では零交差点なので極性検出回
路１６の出力を用いてｈ　　Ｆ　では判定器３の出力に
応じて極性検出回路１３と極性検出回路１６の出力を切
り換えるセレクタ１４の出力を用いて、アダプティブ・
フィルタ５の係数更新が行なわれる。以上の、説明では
Ｒ＝４としたが、Ｒが２以上の任意の整数でもよいこと
は明らかである。

第５図は本発明の他の実施例を示す構成図である。同図
において、ＩＥ１図と同一の参照番号を付与された構成
要素はＮ１図と同一の機能を持つとする。第５図と第１
図の相違点は、第１図の加算器１２が減算器１７に置き
換えられていることであり、その他の部分は全く同一で
ある。従って。

第５図では減算器２の出力である差信号に関し。

現在の差信号の値とＪＴＴ秒前差信号の値との差が減算
器１７の出力に現われ、この差の極性をセレクタ１４と
スイッチ１５の人力として用いることになる。Ｊ＝２の
場合を例として説明すると、第４図（ｂ）　Ｋ示す波形
パターンすなわちデータ信号が”ｏｏｏ”　及び”１１
１”　の場合には、Ｎ４図（ａ）に関する説明と同様の
理由により減算器２の出力である差信号の中の残留符号
量干渉成分は減算器１７の出力においである確率で正確
に取り出し得ることは明らかである。それゆえ、減ｎ５
１７の出力と減算器２の出力をセレクタ１４とスイッチ
１５で選択して、アダプティブ・フィルタ５を制御すれ
ばアダプティブ−フィルタ５の適厄動作が保証されるこ
とになる。このとき、現在のサンプル値、すなわち自分
自身を減算することを避けるために、セレクタ１１がメ
モリから値を取り出した後にスイッチ９から供給された
値をメモリに書込むように構成する。減算器１７を用い
た場合には、同極性で絶対値の等しいサンプル値を現在
のサンプル値から減算するので、受信信号の非線形性に
より正負パルスの振幅が異なるときにも。

特別な操作２行なうことなく同一の効果が期待される。

なお、遅延素子８からスイッチ９に至る経路に絶対値回
路を配し、セレクタ１１から加算器１２に至る経路に乗
算器を配し、この乗算器において復調データのモード信
号が＃１′″のときに−１を。

”０″のときに＋１を乗算するように構成することもで
きる。すなわち、メモリの割当ては、極性にかかわらず
シンボル波形だけに基づいて行ない。

波形が等しく極性が異なるものも同一のメモリに格納す
る。このため、メモリの数は半分になる。

判定器３で得られたモード信号を用いて＋１と−１が供
給された新たなセレクタを制御し、上記乗算器へ＋１又
は−１を供給する。なお、このときは極性が異なる波形
を同一のメモリに格納するので、加算器１２を減算器に
置き換えても受信信号の非線形性に対する前述の効果は
得られない。

また、極性検出回路１３．１６を取り除くこともできる
。このとき、アダプティブ・フィルタ５はＬＭＳアルゴ
リズムで動作するが、これまで述べた効果はすべて有効
である。

これまで説明したようＫＭＳＫ符号を採用した場合、′
０”と”１″　に対するパルス波形が異なることと、各
々”０”モードと”ｌ”モードを有するという２つの理
由により、アダプティブ・フィルタ５の構成は第８図の
場合と若干具なる。即ち　ｎｇ″及びｌ”のパルス波形
が異なることに対応させてタップ係数を２種類用意し個
別に更新させること、また、判定器３より受けたモード
信号により、係数を区別することが必要となる。

これまで、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明し
てきたが、伝送路符号として１例えば、第２図（ａ）に
示したバイフェーズ符号を用いることができる。バイフ
ェーズ符号とＭＳＫ符号で異なることは、受信信号アイ
会パターンである。第６図にバイフェーズ符号の連続シ
ンボル波形例を示す。連続する５つの波形は右から順に
現在よりＴ秒後、現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前、３Ｔ秒前の
シンボル波形である。第６図（ａｌでは０１１００”及
び”１１００１“の連続パターンを表わしており、現在
のサンプル値と２Ｔ秒前のサンプル値が、逆極性で絶対
値が同一の値となることは容易にわかる。

また、第６図（ｂ）”ｔ’は１０１０１”及び”ｏｏｏ
ｏｏ”の連続パターンを表わしており、現在のサンプル
値と２Ｔ秒前のサンプル値が、同極性で絶対値も同一の
直となる。従って％Ｔ／Ｒ秒毎のサンプル値をこのサン
プル値の属するシンボル波形とサンプル位相に対応した
メモリに保存する一方、現在のサンプル値の属するシン
ボル波形と絶対値の等しいシンボル波形に対応したメモ
リの直を現在の値と加算もしくは減算することによって
、受信信号成分は相殺される。なお、パイフェーズ符号
の場合は、前後各１つのシンボル波形によって着目した
シンボル波形が異なるので、現在のシンボル波形の前後
２シンボルで合計３シンボルの連続パターンにより、メ
モリ１０１　＠　１　’）雪ｍ・・・・・・、１０゜を
選択する。但し、バイフェーズ符号の場合には。

スイッチ９とセレクタ１１の入力信号はてデータ信号だ
けである。また、現在よりＴ秒後のシンボル波形が事前
にわかることはないので、現在よりＴ秒後のシンボル波
形が判定されるまで待って係数更新を行なう。従って、
バイフェーズ符号の場合Ｍ＝２となり、遅延素子８は２
Ｔ秒の遅延を与えなければならない。パイフェーズ符号
の場合知は、さらにセレクタ１４の制御信号がＭＳＮ符
号とは異なる。すなわち、第３図のｔｌ　のサンプル点
で受信信号が零の値をとるかとらないかに依存してセレ
クタ１３は出力信号を選択するが、ノ（イフェーズ符号
の場合はｔがシンボル波形の境界なので、連続した２個
のシンボル波形に対応してセレクタ１４を制御するだめ
の回路を用いる必要がある。これらの符号以外の伝送路
符号についても同様に考えると、第４図に相当する受信
信号パターンを検出し、アダプティブ・フィルタ５の係
数更新を制御すれば、残留符号量干渉をある確率で正確
に取り出すことができることは明らかである。

（発明の効果） 以上詳細に述べたようｒｃ、本発明によれば、差信号に
ついて、現在の値とＪＴ秒前の唾との差又は和をとるこ
とにより受信信号に含まれる残留符号量干渉成分は零で
ないある正の値の確率で正確に抽出される。従りて、上
記の和又は差を用い、サンプリング位相に対応して上記
の和または差と差信号を選択しつつ係数更新を行ｆＬ−
ｙてアダプティブ・フィルタを制御することにより適応
動作が保証され、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハ
ードウェア規模が小さい判定帰還による符号間干渉除去
方法及びその装置を提供できる。

また、本発明によれば、受信信号の零交差点をサンプル
点に一致させることができるから、伝送距離によらず判
定タイミング位相を常に最適に保持でき、クロック・ジ
ッタに強いという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図（ａ）
　、　（ｂｌは伝送路符号を説明する図、第３図（ａ）
。 （ｂ）は第２図の伝送路符号に対応したアイ・ノ（ター
ンを示す図、第４図（ａ）　、　（ｂ）はＭＳＫ符号（
対する受信信号波形バター／を示すＡ１第５図は本発明
の他の実施例を示す構成図、第６図は（ａ）　、　（ｂ
）はノ（イフェーズ符号に対する受信信号波形）（ター
ン？示す図、第７図は判定帰還型等化器の従来例を示す
構成図ｋＪ８図はアダプティブ・フィルタの構成例を示
す図％ｇ９図は係数発生器の詳細樋成を示す図である。 １・・・・・・入力端子、２．１７・・・・・・減算器
、３・・・・・・判定器、４・・・・・・出力端子、５
・・・・・・アダプティブ・フィルタ、８・・・・・・
Ｍ’ｔＪ１素子、９．１　ｓ・・・・・・スイッチ、ｉ
ｏｌ、１０ｓ＊〜１１０１ｔ・・・・・・メモリ％　１
１゜１４・・・・・・セレクタ、１２・・・・・・加算
器、１３．１６・・・・・・極性検出回路。 代理人　弁理士　　内　原　　　音 第　、３　回 ： ■ （α） （ｂ） ］３９− （αＪ 、周り　　　乙　　　巴４ ＋　　　　１　　　１−Ｔ→　　　１１＋　　　　＋　
　　　１−Ｔ−１１＋ ＜１．、＞

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）符号間干渉信号を含んだ受信信号から擬似符号間
   干渉信号を差し引いて差信号を求め、前記差信号を復調
   して得られる復調データ系列に基づき前記受信信号のシ
   ンボル波形に対応したメモリに既に保存されているデー
   タを取り出し、前記差信号と加算もしくは減算して残留
   符号間干渉信号を求め、前記差信号を前記受信信号のシ
   ンボル波形に対応したメモリに保存し、前記残留符号間
   干渉信号と前記差信号とのいずれか一方をサンプル位相
   と前記復調データ系列とに基づいて選択して得た誤差信
   号をアダプティブ・フィルタの係数更新に用いることを
   特徴とする判定帰還による符号間干渉除去方法。
2. （２）受信信号と擬似符号間干渉信号との差信号を得る
   減算器と、前記差信号を受け復調データ系列を作り出す
   判定器と、前記判定器から供給される前記復調データ系
   列及び誤差信号を受け適応的に前記擬似符号間干渉信号
   を生成するアダプティブ・フィルタと、前記減算器の出
   力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力を受け
   前記受信信号のシンボル波形に対応したメモリに分配す
   る第１のスイッチと、前記受信信号のシンボル波形と逆
   極性又は同極性のシンボル波形に対応したメモリのデー
   タを選択する第１のセレクタと、前記第１のセレクタの
   出力と前記遅延素子の出力との和又は差を得る演算器と
   、前記演算器の出力と前記差信号とのいずれかを前記復
   調データ系列に基づいて選択する第２のセレクタと、前
   記差信号と前記演算器の出力と前記第２のセレクタの出
   力とのいずれかを前記受信信号の位相に基づいて選択し
   前記誤差信号として出力する第２のスイッチとを備える
   ことを特徴とする判定帰還による符号間干渉除去装置。