JPS62247634A - 判定帰還型等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、波形伝送に際して発生する符号量干渉を除去
するために用いられる判定帰還型等化器に関する。

し従来の技術〕 波形伝送の際に生ずる符号量干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等化器が知られている。（アイイーイ
ーイー・トランザクションズ・オン・コミュニケイショ
ンズ（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ｃ
ＯＭＭＵＮＩＣ八Ｔ１０ＮＳ）へ２巻　３号、１９８４
年、２５８〜２６６ページ、） 第７図に、判定帰還型等化器の従来例を示す。

第７図の回路は伝送路を介して送信側と接続されている
。ここでは簡単のため、ベースバンド伝送を仮定して説
明する。

第７図において、入力端子１には伝送路から符号量干渉
を受けた受信信号が供給され、減算器２に入力される。

：／ＪＡ算器２では入力端子１に供給された受信信号か
らアダプティブ・フィルタ５で生成された擬似符号間干
渉信号を差し引いた差信号（＝残留符号量干渉成分を含
む受信信号、［残留符号器干渉成分］＝［符号量干渉成
分］−［擬似符号間干渉信号］）が得られ、判定器３、
減算器６に供給される。判定器３では減算器２の出力か
ら受信信号データを判定し、その判定結果を出力端子４
と自動利得調整器（以下、Ａ　Ｇ　Ｃと略記〉７とアダ
プティブ・フィルタ５に供給する。アダプティブ・フィ
ルタ５で適応的に生成された擬似符号間干渉信号は、減
算器２の一方の入力とじて供給される。ＡＧＣ７に供給
された判定器３の出力信号はγ倍（γは正数）されて減
算器６に入力される。ＡＧＣ７から減算器６に供給され
た信号は、減算器６に供給された前記差信号から減算さ
れ、制御信号としてＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７で
は、減算器６から帰還された制御信号を用いて減算器６
の出力が残留符号量干渉成分に等しくなるようにγを修
正する。すなわち、減算器６とＡ　Ｇ　Ｃ７からなる閉
ループ回路は、減算器２の出力である差信号中の残留符
号量干渉成分だけを抽出するように動作する。これは、
ＡＧＣ７において減算器６の出力信号と判定器３の出力
信号の相関をとることにより、ＡＧＣ７の出力信号の利
得を適応的に定めることで実現される。減算器６の出力
である残留符号量干渉成分はアダプティブ・フィルタ５
にも供給され、係数更新に使用される。減算器２、判定
器３、アダプティブ・フィルタ５からなる閉ループ回路
は、入力端子１に供給される受信信号が受けた符号量干
渉を除去するように動作する。そこで、アダプティブ・
フィルタ５について詳細に説明する。

第８図は、第７図のアダプティブ・フィルタ５のブロッ
ク図を示したものである。第８図における入力信号１０
６及び１０７は、それぞれ第７図の判定器３の出力信号
である二値データ系列及び減算器６の出力信号に対応し
ている。また、第８図における出力信号１０８は第７図
のアダプティブ・フィルタ５の出力信号に対応している
。入力信号１０６は、遅延素子１００１、乗算器１０ｉ
ｎ　、１０１ｒ　、　・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係数発
生器１０２ｏ　、１０２１、−．１０２Ｒ−１に供給さ
れる。それぞれＴ秒の遅延を与える遅延素子１００、．
１００□、・・・、　　１００　Ｎ／Ｒ−１は、この順
番に接続されており、各々フリップ・フロップで実現す
ることができる。ここでＮは正の整数であり、ＲはＮの
約数とする。また、入力信号１０６のデータ周期はＴ秒
である。遅延素子１００＋　　（ｉ＝１．２．・・・、
　Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０ＩＪ　、
ｌ０ＩＪ＋１　、・・・、　１０１　Ｊ＋Ｒ−１及び係
数発生器１０２Ｊ　、　１０２Ｊ＋１　、・・・、１０
２ｊ＋Ｒ−１に供給される。但し、ｊ＝ｉｘＲである。

乗算器１０１に、１０１に＋λ、・・・、ｌ０ＩＲ＋□
Ｒ（ｋ・０．Ｉ、・・・。

Ｒ−１＞ではそれぞれ係数発生器１０２に、１０２に＋
Ｒ＋・・・、１０２にやＮ−Ｒの出力である各係数と入
力データが掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器１
０３．に入力されて加算される。Ｒ個の加算器１０３ｏ
　、１０３１．・・・、１０３Ｒ−１の出力はスイッチ
１０４の接点入力となる。スイッチ１０４はＴ秒を周期
とする多接点スイッチであり、Ｒ個の加算器１０３ｏ　
、１０３１、−．１０３ト１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒
毎に選択して出力し、擬似符号間干渉信号１０８をＴ／
Ｒ秒毎に発生する。Ｒは補間定数（インタボレーション
・ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内で符号量干渉
を除去するために、通常Ｒは２以上で偶数となる。一方
、スイッチ１０４と同期して動作するスイッチ１０５は
スイッチ１０４と入出力が逆転している。即ち、スイッ
チ１０５は入力信号１０７をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に
順番に分配する機能を果たす。スイッチ１０５の各接点
出力は、同期して動作するスイッチ１０４に対応した接
点に入力される信号経路に存在する係数発生器に供給さ
れている４次に、係数発生器について詳細に説明する９ 第９図は第８図の係数発生器１０２１　（）・（＋　、
　Ｉ　。

・・・、Ｎ−１）のブロック図を示したものである。第
９図の入力信号２００は第８図の入力信号１０６又は遅
延素子１００＋　、１００２　、　・＝、１００Ｎ／、
−１から出力される信号に対応している。また、第９図
の誤差信号２０１は、第８図におけるスイッチ１０５の
接点出力に対応している。さらに、第９図の出力信号２
０３は第８図における係数発生器１０２２の出力に対応
している。第９図において、入力信号２００及び２０１
は乗算器２０４に供給され、その乗算結果は加算器２０
５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅
延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に行なわ
れる係数の更新は、乗算器２０４に供給されている入力
信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値
に加えることにより実現される。出力信号２０３がその
係数値を示す。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上、第８図、第９図を参照して説明した第７図のアダ
プティブ・フィルタ５が適応動作を行なうためにはアダ
プティブ・フィルタ５に正しく残留符号量干渉成分が供
給される必要がある。ところが、減算器２の出力信号で
ある差信号には残留符号量干渉成分以外の信号も含まれ
ているので、減算器２の出力信号を直接アダプティブ・
フィルタ５に供給したと仮定すると、アダプティブ・フ
ィルタ５の適応能力が失われることになる。そこで、従
来は第７図に示したように、減算器６、ＡＧＣ７を付加
して残留符号量干渉成分を抽出することにより、アダプ
ティブ・フィルタ５の適応動作を保証するという方法が
用いられて来た。ところが、このような制御方法では、
ＡＧＣ７が必要になるとともに、十分な符号量干渉抑圧
度を得るためには、減算器６にＡＧＣ７がら供給される
、符号量干渉を受けていない受信信号を望ましいレベル
に保つという複雑な制御を必要とし、ハードウェア規模
が大きくなるという欠点があった。また、従来の判定帰
還型等化器は、受信信号の零交差点をサンプル点と一致
させる機能を有しておらず、伝送距離によって零交差点
の位相が変化するので、予め定められた判定タイミング
位相で最大のアイ・オープニングが得られなくなり、ク
ロ・ツク・ジッタに弱いという問題があった。

本発明の目的は、簡単で、ハードウェア規模が小さく、
かつ等化波形の零交差点がサンプル点と一致するような
判定帰還型等化器を提供することにある。

１問題点を解決するための手段〕 本発明によれば、受信信号と擬似符号間干渉信号との差
信号を得るための減算器と、前記差信号を受け復調デー
タを作り出す判定器と、該判定器から供給される前記復
調データ及び誤差信号を受け、適応的に擬似符号間干渉
信号を生成するためのアダプティブ・フィルタと、前記
減算器の出方を標本化して保持するための縦続接続され
た複数個のサンプル・ホールド回路と、前記減！、器の
出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出力
との和または差を得るための演算器と、該演算器の出力
と零のいずれかを選択する第１のセレクタと、前記復調
データを受けて該第１のセレクタを切り換える信号を発
生するパターン・チェック回路と、前記第１のセレクタ
の出力と前記差信号のいずれかを前記復調データに基づ
いて選択する第２のセレクタと、前記差信号と前記第１
のセレクタの出力と前記第２のセレクタの出力のいずれ
かを受信信号の位相に基づいて選択し前記誤差信号とし
て出力するスイッチとを具備することを特徴とする判定
帰還型等化器が得られる。

また、本発明によれば、受信信号と擬似符号間干渉信号
との差信号を得るための減算器と、前記差信号を受け復
調データを作り出す判定器と、該判定器から供給される
前記復調データ及び誤差信号を受け、適応的に擬似符号
間干渉信号を生成するためのアダプティブ・フィルタと
１、前記減算器の出力を標本化して保持するための縦続
接続された複数個のサンプル・ホールド回路と、前記減
算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路
の出力との和または差を得るための演算器と、該演算器
の出力信号の極性を検出する第１の極性検出回路と、該
第１の極性検出回路の出力と零のいずれかを選択する第
１のセレクタと、前記復調データを受けてセレクタを切
り換える信号を発生ずるパターン・チェック回路と、前
記差信号の極性を検出する第２の極性検出回路と、前記
第１のセレクタの出力と前記第２の極性検出回路の出力
のいずれかを前記復調データに基づいて選択する第２の
セレクタと、前記第２の極性検出回路の出力と前記第１
のセレクタの出力と前記第２のセレクタの出力のいずれ
かを受信信号波形の位相に基づいて選択し前記誤差信号
として出力するスイッチとを具備することを特徴とする
判定帰還型等化器が得られる。

〔作用〕

本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号量干渉成分
を含まない受信信号を生成し、差信号から差し引くとい
う従来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの
特性に注目し残留符号量干渉成分が伝送路符号によって
定まるある確率で正確に抽出されるように構成した。即
ち二値符号系を含む伝送路符号の受信信号のアイ・パタ
ーンの特性によれば、現在のサンプル値とＭＴ秒（Ｍは
正整数、Ｔはデータ周期）前のサンプル値がほぼ同一の
値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確
率の最小値は零でないある正の値をとる。従って、差信
号（＝残留符号量干渉成分を含んだ受信信号）について
現在のサンプル値とＭＴ秒砂面サンプル値の差又は和を
とることにより、零でないある正の確率で、残留符号間
干渉成分だけを抽出することができる。それゆえ、その
差又は和を誤差信号として用い、残留符号量干渉成分が
正しく抽出されたときだけ係数更新をおこなえば、アダ
プティブ・フィルタの適応動作が保証される。また、符
号量干渉成分を含まない受信信号が零交差するサンプル
位相はシンボル波形の中心と端にあり、このとき符号量
干渉成分を含まない受信信号は零であるから前記の操作
により残留符号量干渉成分を取り出すことは不要となる
。

反対にいえば、あるサンプル点に着目して前記差信号を
残留符号量干渉成分の代わりに用いて前記アダプティブ
・フィルタの係数を更新すれば、該サンプル点において
は受信信号が零交差することになる。そこで、サンプル
位相に依存して、前記の操作を実行するか否かを選択し
て出力し、該出力をアダプティブ・フィルタに供給する
ことにより適応動作を保証し、等化波形の零交差をサン
プル点に一致させるというのが本発明の作用である。

〔実施例〕

次に、図面を９照して本発明について、詳細に説明する
。第１図は本発明の一実施例分示すブロック図である。

同図において、第７図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第７図と同一の機能を持つとする。第１図
と第７図の相違点は、サンプル・ホールド回路８１，８
２．・・・、８ｐ（ｐ＝ＭＲ＞の縦続接続から成るブロ
ック、減算器９、セレクタ１０、パターン・チェック回
路１１、セレクタ１３、スイッチ１４からなる部分であ
り、その他の構成は第７図と全く同一である。

この回路について説明する前に、全体の構成について簡
単に述べる。

入力端子１に入力された受信信号は減算器２に供給され
る。減算器２においてアダプティブ・フィルタ５で発生
された擬似符号間干渉信号を差し引かれて得られた差信
号（＝残留符号量干渉成分を含んだ受信信号）は、判定
器３、サンプル・ホールド回路８１，８□、・・・、８
ｐの縦続接続から成るブロック及び減算器９に供給され
る。判定器３の出力は出力端子４とパターン・チェック
回路１１とセレクタ１３とアダプティブ・フィルタ５に
供給される。アダプティブ・フィルタ５、減算器２、サ
ンプル・ホールド回路８１，８２．・・・。

８ｐの縦続接続から成るブロック、減算器９、セレクタ
１０．セレクタ１３、スイッチ１４からなる閉ループ回
路はアダプティブ・フィルタ５の適応動作を実現するも
のであり、パターン−チェック回路１１は係数更新を選
択的に行なうように該閑ループ回路を制御する。セレク
タ１３は、判定器３からの信号に基いてセレクタ１０の
出力と減算器２の出力を選択してスイッチ１４に供給す
る。

スイッチ１４は、サンプル位相に基づいてセレクタ１０
の出力、または減算器２の出力、またはセレクタ１３の
出力を選択し、アダプティブ・フィルタ５に供給する。

アダプティブ・フィルタ５の構成については、第７図で
説明したものと同様に第８図及び第９図の回路構成と同
一でよい。次に、伝送路符号について述べる。

第２図（ａ＞、（ｂ）は二値符号の代表例としてのバイ
フェーズ符号を示したものであり、第３図はＭＳＫ　（
ミニマム・シフト・キーイング）符号のパルス波形を示
したものである。第２図に示したようにバイフェーズ符
号では“０′°及び”。

１′′のデータに対して極性の反転したパルス波形を割
り当てる。両者のパルスは共に、■データ周期′ｒ゛秒
の中心で極性が反転しており、１周期内で正負がバラン
スしているという特徴をもっている。これに対し、第３
図に示したように、ＭＳＫ符号では４種類のパルス波形
を用意する。即ち、“０パ及び“１″のデータに対し、
それぞれ極性の反転した°゛＋″＋″モード”モードの
２種類のパルス波形を用意する。これら４種類の状態遷
移は、第３図では矢印で示されており、現時点のモード
は１シンボル前のモードにより決定される。このＭＳＫ
符号はシンボル波形の境界にて必ず極性が反転するとい
う性質を持っている。第２図及び第３図に示した伝送路
符号が伝送路を通って伝送され、符号量干渉を受けて第
１図の入力端子１に入力される。

第４図は第２図、第３図に示した伝送路符号を採用した
ときの受信信号アイ・パターン例を示す。第４図（ａ＞
及び（ｂ）は第２図、第３図に対応してそれぞれバイフ
ェーズ符号及びＭＳＫ符号のアイ・パターンである。同
図に示すように、受信信号アイ・パターンは、高域成分
が除去され丸みを帯びたものとなる。本来、受信信号ア
イ・パターンには符号量干渉成分が含まれているが、最
初説明を簡単にするために、図示したアイ・パターンは
波形等化が理想的に行なわれた場合で、符号量干渉成分
を含まないものとする。

いま、第４図（ｂ）に示すＭＳＫ符号の受信信号アイ・
パターンの特性によれば、Ｍシンボル前の受信信号波形
を現在の受信信号波形に差し引くことによって受信信号
を相殺することができるのは、現在の受信信号波形とＭ
シンボル（Ｍは正整数）前の受信信号波形のデータとモ
ードが一致するときであり、この相殺の確率はＭＳＫ符
号の場合１／４となる。ここで、理想的でない場合につ
い゛て考えると、受信信号には残留符号量干渉成分が含
まれる。現在の残留符号量干渉成分とＭシンボル前の残
留符号量干渉成分とは無相関であるから、Ｍシンボル前
の残留符号量干渉成分はランダム雑音とみなすことがで
きる。Ｍシンボル前の残留符号量干渉成分の振幅分布は
正負対称であり、確率は零でなく、ある正の値をとる。

従って、減算器９の出力信号に正確な残留符号量干渉成
分だけが抽出される確率は零でないある正の値をとるこ
とがわかる。また、一般に残留符号量干渉成分の大きさ
は受信信号に対して十分率である。従って、第４図に示
した波形を、理想的でない場合も含めて受信信号波形と
みなして差し支えない。それゆえ、減算器９の出力を用
いてアダプティブ・フィルタ５を制御すれば、適応動作
に妨害を与える受信信号が相殺され、適応動作が保証さ
れることになる。なお、現在の受信信号波形とＭシンボ
ル前の受信信号波形のデータとモードが一致するという
条件が満足されない場合は、受信信号が相殺されないか
ら、受信信号のデータとモードをチェックし、係数更新
を停止する必要がある。この係数更新の制御はパターン
・チェック回路１１とセレクタ１０によって実現される
。

パターン・チェック回路１１は現在の受信信号とＭＴ秒
砂面受信信号波形のデータとモードが等しいことを検出
し、それ以外の場合はアダプティブ・フィルタ５の係数
更新を停止するためのもので、第５図に示す回路で実現
できる。この回路には、判定器３の出力信号を構成する
データ信号５１とモード信号５２が入力される。モード
信号５２はモード“＋″、゛−″に対応して、“１″。

“０′”の値となる。なお、゛第１図において、判定器
３とパターン・チェック回路１１及び判定器３とアダプ
ティブ・フィルタ５を結ぶ経路は１本の線で表示しであ
るが、ＭＳＫ符号を採用した場合にはデータ信号５１と
モード信号５２に対応する２本の経路を有する。ＭＴ秒
の遅延を与える遅延素子５３と否定排他的論理和回路（
ＸＮＯＲ）　５５によって、現在の信号とＭＴ秒砂面信
号のデータ信号が一致するかどうかが調べられる。これ
は、データ信号５１と該信号を遅延素子５３でＭＴ秒遅
延させた信号との否定排他的論理和をＸＮ０Ｒ５５でと
るこことにより、実現される。　ＸＮ０Ｒ５５の出力は
論理積回路（ＡＮＤ）５９の一方の入力となる。同様に
してモード信号５２と該信号を遅延素子５６でＭＴ秒遅
延した信号との否定排他的論理和を否定排他的論理和回
路（ＸＮＯＲ５８）でとり、出力を人ＮＤ５９のもう一
方の入力とする。入Ｎ０５９はデータ信号の一致出力と
モード信号の一致出力の論理積をとり制御信号６０とす
る。該制御信号６０は第１図のセレクタ１０に供給され
る。なお１、ＭＴ秒の遅延を与える遅延素子５３．５６
はフリップ・フロップをＭ個直列接続することにより実
現される。

セレクタ１０はパターン・チェック回路１１から制御信
号６０を受け、該制御信号６０により減算器９の出力信
号又は零を選択してセレクタ１３及びスイッチ１４に供
給する。セレクタ１０が減算器９の出力信号をセレクタ
１３及びスイッチ１４に供給するのは、既に説明したよ
うに、現在の受信信号とＭＴ秒砂面受信信号のデータと
モードが一致することをパターン・チェック回路１１が
検出したときである。セレクタ１０とパターン・チェッ
ク回路１１により、正確に残留符号量干渉成分が抽出さ
れたときは該残留符号量干渉成分が、その他の場合は零
がセレクタ１０の出力に得られる。次にセレクタ１０の
出力はスイッチ１４に供給される。スイッチ１４にはセ
レクタ１０の出力の池に減算器２の出力とセレクタ１３
の出力が供給されている。セレクタ１３はセレクタ１０
の出力と減算器２の出力を判定器３の出力であるデータ
信号によって切り換え、データ信号が°“０゛に対応す
るときはセレクタ１０の出力分、１″に対応するときは
減算器２の出力を選択して、スイッチ１４に供給する。

従って、セレクタ１３の出力は、データ信号が“０゛に
対応するときはサンプル・ホールド回路８□、８□、・
・・。

８Ｐの縦続接続から成るブロックと減算器９によって収
り出された残留符号量干渉成分を、１”′に対応すると
きは減算器２の出力、すなわち差信号となる。一方、第
１図において、スイッチ１４はＴ／Ｒ秒のレートで動作
する。ただし、Ｒは補間定数で、第１図はＲ＝４の場合
を表わしている。第４図の受信信号アイ・パターンの例
を参照すれば明らかなように、サンプル位相を選択する
ことにより、受信信号の零交差点とサンプル点を一致さ
せることができる。これは、あるサンプル点が受信信号
を零交差点となるように判定帰還型等化器を動作させる
ことが可能であることを示している。零交差点と一致し
たサンプル点では、減算器２の出力である前記差信号は
残留符号量干渉成分そのものとなり、サンプル・ホール
ド回路８＋　、８２　、・・・、８ｐの縦続接続から成
るプロ・ンクと減算器９を用いて残留符号量干渉成分を
収り出す必要がない。反対にいえば、あるサンプル点に
着目して前記差信号を残留符号量干渉成分の代わりに用
いて前記アダプティブ・フィルタの係数を更新すれば、
該サンプル点においては受信信号が零交差することにな
る。そこで、サンプル位相に応じてアダプティブ・フィ
ルタ５に供給する信号を区別する。第４図に示すように
、Ｔ／４秒離れたサンプル点をｔｏ　、ｔ、、ｔ２．ｔ
、とすると、零交差点と一致するサンプル点はＴ秒内に
ｔｌ）とｔ２の２回存在し、そのうちｔｏは無条件に、
ｔ２は°゛１″′のデータが受信されたときだけ、零交
差点を発生する。スイッチ１４の入力接点の一番左の端
子が１．で選択されるようにすれば、スイッチ１４の入
力端子は左から順にｔＯ＋ｔｌ　、ｔ２．ｔ、に対応し
て選択される。すなわち、スイッチ１４の人力接点はｔ
ｏ〜ｔ３の順に減算器２、セレクタ１０、セレクタ１３
、セレクタ１０の出力に接続され、以下これを順次繰り
返す。スイッチ１４の動作は以下のことを意味する。す
なわち、第４図から明らかなように、ｔｌ。

ｔ３では受信信号は零交差点ではないのでセレクタ１０
の出力を用いて、ｔｏでは零交差点なので減算器２の出
力を用いて、ｔ２では判定器３の出力に応じてセレクタ
１０と減算器２の出力を切り換えるセレクタ１３の出力
を用いて、アダプティブ・フィルタ５の係数更新が行な
われる。以上の説明ではＲ＝４としたが、Ｒが任意の偶
数でもよいことは明らかである。

第１図のアダプティブ・フィルタ５により発生された擬
似符号間干渉信号は、減算器２に供給される。減算器２
では入力端子１の入力信号である受信信号から擬似符号
間干渉信号を差し引いた差信号（＝残留符号量干渉成分
を含んだ受信信号、［残留符号量干渉成分］＝［符号量
干渉成分］−［擬似符号間干渉信号］）が得られ、判定
器３゜スイッチ１４．サンプル・ホールド回路８．。

８□、・・・、８ｐの縦続接続から成るブロック、減算
器９に供給される。セレクタ１０で減算器９の出力信号
または零がパターン・チェック回路１１の出力信号によ
って選択され、セレクタ１３及びスイッチ１４に供給さ
れる。一方、セレクタ１３において判定器３の出力によ
ってセレクタ１０の出力と減算器２の出力のいずれかが
選択され、減算器２の出力と共にスイッチ１４に供給さ
れる。

スイッチ１４は、セレクタ１０の出力、減算器２の出力
、セレクタ１３の出力のいずれかをサンプル位相によっ
て選択し、アダプティブ・フィルタ５に供給する。判定
器３で判定された結果はアダプティブ・フィルタ５に供
給されると同時に出力端子４に現われる。アダプティブ
・フィルタ５はスイッチ１４の出力信号を用いて係数更
新を行なう。

また、減算器９とセレクタ１０の間、減算器２とセレク
タ１３及びスイッチ１４の間の２ケ所に極性検出器を配
しても、アダプティブ・フィルタ５の適応動作は行なわ
れる。このとき、セレクタ１０の入力は残留符号量干渉
成分の極性、減算器２からセレクタ１３及びスイッチ１
４に供給される信号は前記差信号の極性となる。

第６図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

同図において、第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能を持つとする。第６図
と第１図の相違点は、第１図の減算器９が加算器１２に
置き換えられていることであり、その他の部分は全く同
一である。

従って、第６図では減算器２の出力である差信号に関し
、現在の差信号の値とＭＴ秒砂面差信号の値との和が加
算器１２の出力に現われ、この和の値をアダプティブ・
フィルタ５の制御に用いることになる。このとき、第５
図に示したパターン・チェック回路においてモード信号
の一致を検出するＸＮ０Ｒ５８の代わりに排他的論理和
回路を用いて、モード信号の不一致を検出する必要があ
る。

また、第１図において、サンプル・ホールド回路８１．
８２．・・・、８ｐの標本化に要する時間は無視できる
と仮定していたが、この仮定が成立しない場合にはサン
プル・ホールド回路の個数は（［ＰＴ／（Ｔ−Ｒ８］　
＋１＋個以上用意すれば良い。ここに、δはサンプル・
ホールド回路が標本化に要する時間、［Ｘ］はＸを越え
ない最大の整数、ｐ＝Ｍ×Ｒである。各サンプル・ホー
ルド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒで等しい。いま、
隣り合ったサンプル・ホールド回路の位相は互いに（Ｔ
／Ｒ−δ）だけずれている。このとき、ひとつのサンプ
ル・ホールド回路では標本化に要する時間δを差し引い
た（Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサンプル値がホールドされる９
例えば、Ｍ＝１．Ｒ＝４．δ・Ｔ／３２のとき、サンプ
ル・ホールド回路の個数は５個以上用意すればよく、５
個のサンプル・ホールド回路を直列接続した場合、全体
のホールド時間は３５Ｔ／３２となる。これは５個のサ
ンプル・ホールド回路の直列接続で実現できる最木のホ
ールド時間である。全体のホールド時間をＴにするには
、隣り合ったサンプル・ホールド回路のサンプル位相を
順にＴ１５だけずらせばよい。また、４つのサンプル・
ホールド回路のサンプル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、
残りの１つを前段のサンプル・ホールドのサンプル位相
に対して４Ｔ／３２ずらせても全体のホールド時間をＴ
にすることができる。このように、隣りきったサンプル
・ホールド回路のサンプル位相を適当にずらすことによ
って、全体のホールド時間をＴにすることができる。同
様にして、Ｔ／Ｒより小さい、いかなるδに対しても、
十分な数のサンプル・ホールド回路を直列に接続してサ
ンプル位相を適当に選べば、任意のホールド時間を得る
ことができる。従って、一般に標本化に要する時間が無
視できない場合でもＴの整数倍の任意のホールド時間を
得ることができる。さらに、第１図の説明と同様に、加
算器１２とセレクタ１０の間、減算器２とセレクタ１３
及びスイッチ１４の間に極性検出器を配することにより
、残留符号量干渉成分の極性と前記差信号の極性を用い
てアダプティブ・フィルタ５の適応動作を行なわせるこ
とができる。

以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明したが、Ｍ
ＳＫ符号を採用した場合゛０”と“１″に対するパルス
波形が異なることと、各々“−十”モードと°“−”モ
ードを有するという２つの理由により、アダプティブ・
フィルタ５の構成は第８図の場合と若干異なる。即ち、
“０”及び１″のパルス波形が異なることに対応させて
タップ係数を２種類用意し個別に更新させる必要がある
こと、また、パルス波形の正負のバランスが不完全な場
合には、判定器３により受けたモード信号により、係数
を区別することが必要となる。

これまで、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明し
てきたが、伝送路符号とし、例えば、第２図に示したバ
イフェーズ符号を用いることができる。バイフェーズ符
号を用いた場合には、第４図（ａ＞に示した波形が受信
信号となるので、パターン・チェックの方式をバイフェ
ーズ符号特有のものにしなければならない。第４図（ａ
＞を参照すると、パターン・チェック回路は着目した２
つのシンボル波形の前後各１シンボル波形、合計６シン
ボル波形のパターンを検出してアダプティブ・フィルタ
５の適応動作を制御しなければならない。バイフェーズ
符号の場合には、さらに、セレクタ１３の制御信号がＭ
ＳＫ符号とは異なる。すなわち、第４図のｔ２のサンプ
ル点で受信信号が零の値をとるかとらないかに依存して
セレクタ１３は出力信号を選択するが、バイフェーズ符
号の場合はｔ２がシンボル波形の境界なので、連続した
２個のシンボル波形に対応してセレクタ１３を切り換え
るための回路を用いる必要がある。これらの符号以外の
伝送路符号についても同様に考えると、受信信号パター
ンを検出してアダプティブ・フィルタ５の係数更新を制
御すれば、残留符号量干渉成分をある確率で正確に取り
出すことができることは明らかである。

し発明の効果〕 以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号につ
いて、現在の値とＭＴ秒砂面値との差又は和をとること
により受信信号に含まれる残留符号量干渉成分は零でな
いある正の値の確率で正確に抽出される。従って、前記
の差又は和を用い、さらに残留符号量干渉成分が正確に
抽出されるような受信信号波形の組み合わせを検出して
、サンプル位相に対応して前記の和または差と前記差信
号を選択しつつつ係数更新を行なってアダプティブ・フ
ィルタを制御することにより適応動作が保証できるから
、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウェア規模
の小さい判定帰還型等化器を提供できる。また、本発明
によれば、受信信号の零交差点をサンプル点に一致させ
ることができるから、伝送距離によらず判定タイミング
位相を常に最適に保持でき、クロック・ジッタに強いと
いう利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
（ａ＞、（ｂ）、第３図は伝送路符号を説明する図、第
４図（ａ）、（ｂ）は第２図及び第３図の伝送路符号に
対応したアイ・パターンを示す図、第５図は第１図中の
パターン・チェック回路を示す図、第６図は本発明の他
の実施例を示すブロック図、第７図は判定帰還型等化器
の従来例を示すブロック図、第８図は第７図中のアダプ
ティブ・フィルタ５のブロック図、第９図は第８図中の
係数発生器のブロック図である。 第１図において、１・・・入力端子、２・・・減算器、
３・・・判定器、４・・・出力端子、５・・・アダプテ
ィブ・フィルタ、８１，８２．・・・、８ｐ・・・サン
プル・ホールド回路、９・・・減算器、１０．１：３・
・・セレクタ、１１・・・パターン・チェック回路、１
４・・・スイッチをそれぞれ表わしている。また、第６
図において、１・・・入力端子、２・・・減算器、３・
・・判定器、４・・・出力端子、１５・・・アダプティ
ブ・フィルタ、８１，８２．・・・、８Ｐ・・・サンプ
ル・ホールド回路、１０．１３・・・セレクタ、１１・
・・パターン・チェック回路、１２・・・加算器、１４
・・・スイッチをそれぞれ示す。 、イ 代理人　弁理士　　　内　原　　　Ｌ１１１＼Ｎ− 第２図 ゛○゛パ°ド （１）（ｂ） 千３図 第４図 （０Ｌ） （ｂ） 第５図 々９ 第９図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号と擬似符号間干渉信号との差信号を得る
   ための減算器と、前記差信号を受け復調データを作り出
   す判定器と、該判定器から供給される前記復調データ及
   び誤差信号を受け、適応的に擬似符号間干渉信号を生成
   するためのアダプティブ・フィルタと、前記減算器の出
   力を標本化して保持するための縦続接続された複数個の
   サンプル・ホールド回路と、前記減算器の出力と該縦続
   接続されたサンプル・ホールド回路の出力との和または
   差を得るための演算器と、該演算器の出力と零のいずれ
   かを選択する第１のセレクタと、前記復調データを受け
   て該第１のセレクタを切り換える信号を発生するパター
   ン・チェック回路と、前記第１のセレクタの出力と前記
   差信号のいずれかを前記復調データに基づいて選択する
   第２のセレクタと、前記差信号と前記第１のセレクタの
   出力と前記第２のセレクタの出力のいずれかを受信信号
   の位相に基づいて選択し前記誤差信号として出力するス
   イッチとを具備することを特徴とする判定帰還型等化器
   。
2. （２）受信信号と擬似符号間干渉信号との差信号を得る
   ための減算器と、前記差信号を受け復調データを作り出
   す判定器と、該判定器から供給される前記復調データ及
   び誤差信号を受け、適応的に擬似符号間干渉信号を生成
   するためのアダプティブ・フィルタと、前記減算器の出
   力を標本化して保持するための縦続接続された複数個の
   サンプル・ホールド回路と、前記減算器の出力と該縦続
   接続されたサンプル・ホールド回路の出力との和または
   差を得るための演算器と、該演算器の出力信号の極性を
   検出する第１の極性検出回路と、該第１の極性検出回路
   の出力と零のいずれかを選択する第１のセレクタと、前
   記復調データを受けてセレクタを切り換える信号を発生
   するパターン・チェック回路と、前記差信号の極性を検
   出する第２の極性検出回路と、前記第１のセレクタの出
   力と前記第２の極性検出回路の出力のいずれかを前記復
   調データに基づいて選択する第２のセレクタと、前記第
   ２の極性検出回路の出力と前記第１のセレクタの出力と
   前記第２のセレクタの出力のいずれかを受信信号波形の
   位相に基づいて選択し前記誤差信号として出力するスイ
   ッチとを具備することを特徴とする判定帰還型等化器。