JPS62247631A - 判定帰還型等化方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は波形伝送に際して発生する符号間干渉を除去す
るために用いられる判定帰還型等化方法及び装置に関す
る。

〔従来の技術〕

波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等止器が知られている。（アイイーイ
ーイー・）ヘランザクションズ・オン・コミュニケイシ
ョンズ（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ　Ｃ
ＯＭＭＵＮＩＣＡＴｌＯＮＳ）３２巻３号、１９８４年
、２５８〜２６６ページ。） 第９図に、判定帰還型等化器の従来例を示す。

第９図の回路は伝送路を介して送信側と接続されている
。ここでは、部端のため、ベースバンド伝送を仮定して
説明する。

第９図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉
を受けた受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号からアダ
プティブ・フィルタ５で生成された擬似符号間干渉信号
を差し引いた差信号（−残留符号間干渉成分を含む受信
信号、［残留符号間干渉成分コ＝［符号間干渉成分］−
［擬似符号間干渉信号」）が得られ、判定器３、減算器
６に供給される。判定器３は減算器２の出力から受信信
号データを判定し、その判定結果を出力端子４と自動利
得調整器（以下、Ａ　ＧＣと略記）７とアダプティブ・
フィルタ５に供給する。アダプティブ・フィルタ５で適
応的に生成された擬似符号間干渉信号は、減算器２の一
方の入力として供給される。Ａ　Ｇ　Ｃ７に供給された
判定器３の出力信号はγ培（γは正数〉されて減算器６
に入力される。ＡＧＣ７から減算器６に供給された信号
は、減算器６に供給された前記差信号から減算され、制
御信号としてＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７では、減
算器６から帰還された制御信号を用いて減算器６の出力
が残留符号間干渉成分に等しくなるようにγを修正する
。すなわち、減算器６とＡＧＣ７からなる閉ループ回路
は、減算器２の出力である差信号中の残留符号開干渉成
分だけを抽出するように動作する。これは、ＡＧＣ７に
おいて減算器６の出力信号と判定器３の出力信号の相関
をとることにより、Ａ　ＧＣ７の出力信号の利得を適応
的に定めることで実現される。減算器６の出力である残
留符号間干渉成分はアダプティブ・フィルタ５にも供給
され、係数更新に使用される。減算器２、判定器３、ア
ダプティブ・フィルタ５からなる閉ループ回路は、入力
端子１に供給される受信信号が受けた符号間干渉を除去
するように動作する。そこで、アダプティブ・フィルタ
５について詳細に説明する。

第１０図は、第９図のアダプティブ・フィルタ５のブロ
ック図を示したものである。第１０図における入力信号
１０６及び１０７は、それぞれ第９図の判定器３の出力
信号である二値データ系列及び減算器６の出力信号に対
応している。また、第１０図における出力信号１０８は
第９図のアダプティブ・フィルタ５の出力信号に対応し
ている。入力信号１０６は、遅延素子１００１、乗算器
１０１ｏ　、ｌ０Ｉｌ、　・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係
数発生器１０２ｏ　、１０２＋　、−，１０２Ｒ−１に
供給される。それぞれＴ秒の遅延を与える遅延素子１０
０１　、　１００２　、・・・、　　１００　Ｎ／Ｒ−
１は、この順番に接続されており、各々フリップ・フロ
ップで実現することができる。ここでＮは正の整数であ
り、ＲはＮの約数とする。また、入力信号１０６のデー
タ周期はＴ秒である。遅延素子１００１（ｉ・１，２．
・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１
ｔ　、１０１Ｊ＋＋　、・・・、　１０１　Ｊ＋ト＋及
び係数発生器１０２Ｊ　、１０２Ｊ月、・・・、　　１
０２　＝＋ト＋に供給される。但し、ｊ＝ｉＸＲである
。乗算器１０１に、１０１に＋ｔｔ　、・・・、１０１
に−Ｎ−Ｒ（ｋ：Ｑ、ｌ。

・・・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器１０２に、
１０２に＋ｎ、・・・、１０２に＋ｗ−枕の出力である
各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果はすべ
て加算器１０３ｋに入力されて加算される。Ｒ個の加算
器１０３ｎ　、１０３１　、・＝、１０３Ｒ，＋の出力
はスイッチ１０４の接点入力となる。スイッチ１０４は
Ｔ秒を周期とする多接点スイッチであり、Ｒ個の加算器
１０３ｏ　、１０３ｔ　、−，１０３ト】の出力をこの
順にＴ、／ＲＲ秒毎選択して出力し、擬似符号間干渉信
号１０８をＴ／Ｒ秒毎に発生する。Ｒは補間定数（イン
タボレーション・ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域
内で符号間干渉を除去するために、通常２以上の偶数と
なる。一方、スイッチ１０４と同期して動作するスイッ
チ１０５はスイッチ１０４と入出力が逆転している。即
ち、スイッチ１０５は入力信号１０７をＴ　、／　Ｒ秒
毎にＲｆ［！ｉｔの接点に順番に分配する機能を果たす
。スイ・ソチ１０５の各接点出力は、同期して動作する
スイッチ１０４に対応した接点に入力される信号経路に
存在する係数発生器に供給されている。次に、係数発生
器について詳細に説明する、 第１１図は第１０図に係数発生器１０２ｐ（〕・０，１
．・・・、Ｎ−１）のブロック図を示したものである。

、第１１図の入力信号２００は第１０図の入力信号１０
６又は遅延素子１００１．１００２　、・・・。

１００　Ｎ／ＩＬ−１の出力信号に対応している。また
、第１１図の誤差信号２０１は、第１０図におけるスイ
ッチ１０５の接点出力に対応している。さらに、第１１
図の出力信号２０３は第１０図における係数発生器１０
２　ｙの出力に対応している。

第１１図において、入力信号２００及び２０１は乗算器
２０４に供給され、その乗算結果は加算器２０５の一方
の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子２
０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に行なわれる係数
の更新は乗算器２０４に供給されている入力信号２００
及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値に加えるこ
とにより実現される。出力信号２０３がその係数値を示
す。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上、第１０図、第１１図を参照して説明した第９図の
アダプティブ・フィルタ５が適応動作を行なうためには
アダプティブ・フィルタ５に正しく残留符号間干渉成分
が供給される必要がある。

ところか、減算器２の出力信号である差信号には残留符
号間干渉成分以外の信号も含まれているので、減算器２
の出力信号を直接アダプティブ・フィルタ５に供給した
と仮定すると、アダプティブ・フィルタ５の適応能力が
失われることになる。そこで、従来は第９図に示したよ
うに、減算器６、Ａ　＜−、；　Ｃ７を付加して残留符
号間干渉成分を抽出することにより、アダプティブ・フ
ィルタ５の適応動作を保証するという方法が用いられて
来た。ところが、このような制御方法では、ＡＧＣ７が
必要になるとともに、十分な符号間干渉抑圧度を得るた
めには、減算器６にＡ　Ｃ，Ｃ７から供給される、符号
間干渉を受けていない受信信号を望ましいレベルに保つ
という複雑な制御を必要とし、ハードウェア規模が大き
くなるという欠点があった。また、従来の判定帰還型等
止器は、受信信号の零交差点をサンプル点と一致させる
機能を有しておらず、伝送距離によって零交差点の位相
が変化するので、予め定められた判定タイミング位相で
最大のアイ・オープニングが得られなくなり、クロック
・ジッタに弱いという問題があった、 本発明の目的は、簡単で、ハードウェア規模が小さく、
かつ等化波形の零交差点がサンプル点と一致するような
判定帰還型等化方法及び装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、符号間干渉を受けた受信信号から擬似
符号間干渉信号を差し引いて差信号を得た後、該差信号
と該差信号を遅延させた遅電信号分加算もしくは減算し
て残留符号間干渉成分を求め、該残留符号間干渉成分と
前記差信号のいづれか一方を、サンプリング位相と前記
差信号を復調して得られるデータ系列に基づいて選択し
て得た誤箒信号を前記擬似符号間干渉信号を発生するた
めのアダプティブ・フィルタの係数更新に用いるが、更
新にあたっては前記復調データ系列の特定のパターンを
検出したときだけ、更新の直前に用いられた前記アダプ
ティブ・フィルタの係数と前記遅延信号の遅延時間だけ
前に用いられた係数を同時に更新することを特徴とする
判定帰還による符号間干渉除去方法が得られる。

また、本発明によれば、符号間干渉を受けた受信信号と
擬似符号間干渉信号との差を得るための減算器と、該減
算器出力を受け復調データを作り出す判定器と、該判定
器から供給される前記復調データ及び誤差信号を受け適
応的に擬似符号間干渉信号を生成するためのアダプティ
ブ・フィルタと、前記減算器の出力を標本化して保持す
るための縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回
路と、前記減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・
ホールド回路の出力の差又は和を得るための演算器と、
該演算器の出力と零のいずれかを選択する第１のセＬ・
フタと、前記復調データを受けて該第１のセレクタを切
り換える信号を発生するパターン・チェック回路と、前
記第１のセレクタの出力と首記差信号のいづれかを前記
復調データに居づいて選択する第２のセレクタと、前記
差信号と前記第１のセレクタの出力と前記第２のセレク
タの出力のいづれかを受信信号の位相に基ついてｊＥ択
し前記誤差信号として前記アダプティブ・フィルタに帰
還するスイッチとを具備し、該アダプティブ・フィルタ
の係数更新は更新の直前に用いられた係数と前記縦続接
続されたサンプル・ホールド回路の遅延時間だけ前に用
いられた係数を同時に更新することを特徴とする判定帰
還による符号間干渉除去装置が得られる。

〔作用〕

本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号間干渉成分
を含まない受信信号を生成し、差信号がら差し引くとい
う従来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの
特性に注目し残留符号間干渉成分が伝送路符号によって
定まるある確率で正確に抽出されるように構成した。即
ち二値符号系を３む伝送路符号の受信信号のアイ・パタ
ーンの特性によれば、現在のサンプル値とＭＴ秒（Ｍは
正整数、Ｔはデータ周期）前のサンプル値がほぼ同一の
値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確
率の最小値は零でないある正の値をとる。従って、差信
号（＝残留符号間干渉成分を含んだ受信信号）について
現在のサンプル値とＭ］゛秒前のサンプル値の和又は差
をとることにより、零でないある正の確率で、残留符号
間干渉成分だけを抽出することができる。それゆえ、そ
の和又は差を誤差信号として用い、残留符号間干渉成分
が正しく抽出されたときだけ係数更新をおこなえば、ア
ダプティブ・フィルタの適応動作が保証される。また、
符号間干渉成分を含まない受信信号が零交差するサンプ
ル位相はシンボル波形の中心と端にあり、このとき符号
間干渉成分を含まない受信信号は零であるから前記の操
作により残留符号間干渉成分を取り出すことは不要とな
る。

反対にいえば、あるサンプル点に着目して前記差信号を
残留符号間干渉成分の代わりに用いて前記アダプティブ
・フィルタの係数を更新すれば、該サンプル点において
は受信信号が零交差することになる。そこで、サンプル
位相に依存して、前記の操作を実行するか否かを選択し
て出力し、該出力をアダプティブ・フィルタに供給する
ことにより適応動作を保証し、等化波形の零交差をサン
プル点に一致させる。さらに、現在の差信号とＭＴ秒前
の差信号の相または差を誤差信号として用いるので、該
誤差信号は直前に使用された係数とＭＴ秒前に使用され
た係数の両者と相関を持つ。ゆえに、直前に使用された
係数とＭＴ秒前に使用された係数とを同時に更新するこ
とにより、係数の収束時間を短縮できるというのが本発
明の作用である。

［実施例〕 次に、図面を参照して本発明について、詳細に説明する
。第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第９図と同一の参照番号を付与された機
能プロ・ツクは第９図と同一の機能を持つとする。第１
図と第９図の相違点は、サンプル・ホールド回路８１，
８□、・・・。

８　ｐ（ｐ＝ＭＲ）の縦続接続から成るブロック、加算
器９、セレクタ１０、パターン・チェック回路１１、セ
レクタ１３、スイッチ１４、アダプティブ・フィルタ１
５からなる部分であり、その他の構成は第９図と全く同
一である。ただし、簡単のためサンプル・ホールド回路
の標本化に要する時間は無視できると仮定する。この回
路について説明する前に、全体の構成について簡単に述
べる。

入力端子１に、込力された受信信号は減算器２に供給さ
れる。減算器２においてアダプティブ・フィルタ１５で
発生された擬似符号間干渉信号を差し引かれて得られた
差信号（＝残留符号間干渉成分を含んだ受信信号）は、
判定器３、サンプル・ホールド回路８＋　、８２　、・
・・、８ｐの縦続接続から成るプロ・ツク及び加算器９
に供給される。判定器３の出力は出力端子４とパターン
・チェック回路１１、セレクタ１３とアダプティブ・フ
ィルタ１５に供給される。アダプティブル・フィルタ１
５、減算器２、サンプル・ホールド回路８！。

８２、・・・、８ｐの縦続接続から成るブロック、加算
器９、セレクタ１０．１３、スイッチ１４からなる閑ル
ープ回路はアダプティブ・フィルタ１５の適応動作を実
現するものであり、パターン・チェ・ツク回路１１は係
数更新を選択的に行なうように該閉ループ回路を制御す
る。セレクタ１３は、判定器３からの信号に基いてセレ
クタ１０の出力と減算器２の出力を選択してスイッチ１
４に供給する。スイッチ１４は、サンプル位相に基いて
セレクタ１０の出力、または減算器２の出力、またはセ
レクタ１３の出力を選択し、アダプティブ・フィルタ１
５に供給する。アダプティブ・フィルタ１５の構成につ
いては、第９図で説明したものと基本的に等しいが、第
１０図及び第１１図の回路構成は若干変更する必要があ
る。これについては、後述する。次に、伝送路符号につ
いて述べる。

第２図（ａ＞、（ｂ）は二値符号の代表例としてのバイ
フェーズ符号を示したものであり、第３図はＭＳＫ　（
ミニマム・シフト・キーイング）符号のパルス波形を示
したものである。第２図に示したようにバイフェーズ符
号では０゛及び“１”のデータに対して極性の反転した
パルス波形を割り当てる。両者のパルスは共に、１デ一
タ周期Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１周期内で正
負がバランスしているという特徴をもっている。これに
対し、第３図に示したように、ＭＳＫ符号では４種類の
パルス波形を用意する。即ち、“Ｏ″及び°°１”のデ
ータに対し、それぞれ極性の反転した°＋”モードと−
”モードの２種類のパルス波形を用意する。これら４種
類の状態遷移は、第３図の矢印で示されており、現時点
のモードは１シンボル前のモードにより決定される。こ
のＭＳＫ符号は送出シンボル波形の境界にて必ず極性が
反転するという性質を持っている。

第２図及び第３図に示した伝送路符号が伝送路を通って
伝送され、符号間干渉を受けて第１図の入力端子１に入
力される。

第４図は第２図、第３図に示した伝送路符号を採用した
ときの受信信号アイ・パターン例を示す。第４図（ａ）
及び（ｂ）は第２図、第３図に対応してそれぞれバイフ
ェーズ符号及びＭＳＫ符号のアイ・パターンである。同
図に示すように、受信信号アイ・パターンは、高域成分
が除去され丸みを帯びたものとなる。本来、受信信号ア
イ・パターンには符号間干渉成分が含まれているが、最
初説明を簡単にするために図示したアイ・パターンは波
形等化が理想的に行なわれた場きで、符号間干渉成分を
含まないものとする。

第４図（ｂ）に示すＭＳＫ符号の受信信号アイ・パター
ンの特性によれば、Ｍシンボル前の受信信号波形を現在
の受信信号波形に加算することによって受信信号を相殺
することができるのは、現在の受信信号波形とＭシンボ
ル（Ｍは正整数〉前の受信信号波形のデータが一致し、
モードが異なるときであり、この相殺の確率はＭＳＫ符
号の場合１　／’　４となる。ここで理想的でない場合
について考えると、受信信号には残留符号間干渉成分が
片まれる。現在の残留符号間干渉成分とＭシンボル前の
残留符号間干渉成分とは無相関であるから、Ｍシンボル
前の残留符号間干渉成分はランダム雑音とみなすことが
できる。Ｍシンボル前の残留符号間干渉成分の振幅分布
は正負対称であり、確率は零でなく、ある正の値をとる
。従って、加算器９の出力信号に正確な残留符号間干渉
成分だけか抽出される確率は零でないある正の値をとる
ことがわかる。また、一般に残留符号間干渉成分の大き
さは受信信号に対して十分率である。従って、第４図に
示した波形を、理想的でない場合も大めで受信信号波形
とみなして差し支えない。それゆえ、加算器９の出力を
用いてアダプティブ・フィルタ１５を制御すれば、適応
動作に妨害を与える受信信号が相殺され、適応動作が保
証されることになる。なお、現在の受信信号波形とＭシ
ンボル前の受信信号波形のデータが一致しモード信号が
異なるという条件が満足されない場合は、第１図のアダ
プティブ・フィルタ１５の制御は正しく行なわれない。

従って、アダプティブ・フィルタ１５を正しく制御する
ためには、受信信号波形のデータとモードをチェックし
、受信信号波形が相殺されないときには係数更新を停止
する必要がある。この係数更新の制御はパターン・チェ
・ツク回路１１とセレクタ１０によって実現される。

パターン・チェ・ツク回路１１は現在の受信信号とＭＴ
秒前の受信信号のデータＴが等しくモードが７４なるこ
とを検出し、それ以外の場合はアダプティブ・フィルタ
１５の係数更新を停止するためのもので、第５図に示す
回路で実現できる。この回路には判定器３の出力信号を
構成するデータ信号５１とモード信号５２が入力される
。モード信号５２はモード°’　十”　、　　”−”に
対応して、“１゛′、“０゛°の値となる。なお、第１
図において、判定器３とパターン・チェック回路１１及
び判定器３とアダプティブ・フィルタ１５を結ぶ経路は
１本の線で表示しであるが、ＭＳＫ符号を採用した場合
にはデータ信号５１とモード信号５２に対応する２本の
経路を有する。ＭＴ秒の遅延を与える遅延素子５３と否
定排他的論理和回路（ＸＮＯＲ）５５によって、現在の
信号とＭＴ秒前の信号のデータ信号が一致するかどうが
か調べられる。

これは、データ信号５１と該信号を遅延素子５３てＭＴ
秒遅延させた信号との否定排他的論理和をＸＮ０Ｒ５５
でとることにより、実現される。ＸＮＯＲ５５の出力は
論理積回路（ＡＮＤ）５９の一方の入力となる。同様に
してモード信号５２と該信号を遅延素子５６でＭＴ秒遅
延した信号との排他的論理和を排他的論理和回路（ＸＯ
Ｒ５８）でとり、出力を八ＮＤ５９のもう一方の入力と
する。ＡＮＤ５９はデータ信号の一致出力とモード信号
の不一致出力の論理積をとり制御信号６０とする。該制
御信号６０は第１図のセレクタ１０に供給される。なお
、Ｍ　Ｔ”秒の遅延を与える遅延素子５３．５６はフリ
ップ・フロ・ツブをＭ個直列接続することにより実現さ
れる。

セレクタ１０はパターン・チェック回路１１がら制御信
号６０を受け、該制御信号６ｏにより加算器９の出力又
は零を選択してセレクタ１３及びスイッチ１４に供給す
る。セレクタ１０が加算器９の出力信号をセレクタ１３
及びスイッチ１４に供給するのは、既に説明したように
、現在の受信信号とＭＴ秒前の受信信号のデータが一致
し、モードが異なることをパターン・チェック回路１１
が検出したときである。セレクタ１０とパターン・チェ
ック回路１１により、正確に残留符号間干渉成分が抽出
されたときは該残留符号間干渉成分が、その他の場合は
零がセレクタ１０の出力に得られる。次にセレクタ１０
の出力はスイッチ１４に供給される。スイッチ１４には
セレクタ１０の出力の他に減算器２の出力とセレクタ１
３の出力が供給されている。セレクタ１３はセレクタ１
０の出力と減算器２の出力を判定器３の出力であるデー
タ信号によって切り換え、データ信号が“Ｏ°゛に対応
するときはセレクタ１０の出力を、１°°に対応すると
きは減算器２の出力を選択して、スイッチ１４に供給す
る。従って、セレクタ１３の出力は、データ信号が“０
”に対応するときはサンプル・ホールド回路８１，８□
、・・・。

８ｐの縦続接続から成るブロックと加算器９によって取
り出された残留符号間干渉成分を、”　ｉ　”に対応す
るときは減算器２の出力、すなわち差信号となる。一方
、第１図において、スイッチ１４はＴ　、／　Ｒ秒のレ
ートで動作する。ただし、Ｒは補間定数で、第１図はＲ
＝４の場合を表わしている。第４図の受信信号アイ・パ
ターンの例を参照すれは明らかなように、サンプル位相
を選択することにより、受信信号の零交差点とサンプル
点を一致させることができる。これは、あるサンプル点
が受信信号の零交差点となるように判定帰還型等上器を
動作させることが可能であることを示している。零交差
点と一致したサンプル点では、減算器２の出力である前
記差信号は残留符号間干渉成分そのものとなり、サンプ
ル・ホールド回路８１．８２．・・・、８ｐの縦続接続
から成るプロ・ンクと加算器９を用いて残留符号間干渉
成分を取り出す必要がない。反対にいえば、あるサンプ
ル点に着目して前記差信号を残留符号間干渉成分の代わ
りに用いて前記アダプティブ・フィルタの係数を更新す
れば、該サンプル点においては受信信号が零交差するこ
とになる。そこで、サンプル位相に応じてアダプティブ
・フィルタ１５に供給する信号を区別する。第４図に示
すように、Ｔ／４秒離れたサンプル点をＬｏ　、ｔ、、
ｔｚ　、ｔｓとすると、零交差点と一致するサンプル点
はＴ秒内に！７３．とし２の２回存在し、そのうちし。

は無条件に、１，２は１′′のデータが受信されたとき
だけ、零交差点を発生ずる。スイッチ１４の入力接点の
一番左の端子がｔ７ｏで選択されるようにすれば、スイ
ッチ１４の入力端子は左から順にｔ。。

し１．ｔｚ、’Ｌ３に対応して選択される。すなわち、
スイッチ１４の入力接点はｔ。〜ｔ、の順に減算器２、
セレクタ１０、セレクタ１３、セレクタ１０の出力に接
続され、以下これを順次繰り返す。スイッチ１４の動作
は以下のことを意味する。すなわち、第４図から明らか
なように、ｔＩ。

Ｌ、では受信信号は零交差点ではないのでセレクタ１０
の出力を用いて、ｔｏでは零交差点なので’Ａ　Ｗ　、
＝　２の出力を用いて、ｔｚでは判定器３の出力に応じ
てセレクタ１０と減算器２の出力と切り換えるセレクタ
１３の出力を用いて、アダプティブ・フィルタ１５の係
数更新が行なわれる。以上の説明ではＲ＝４としたが、
Ｒが任意の偶数でもよいことは明らかである。

第１図のアダプティブ・フィルタ１５により発生された
擬似符号間干渉信号は、減算器２に供給される。減算器
２では入力端子１の入力信号である受信信号から擬似符
号間干渉信号を差し引いた差信号（−残留符号間干渉成
分を含んだ受信信号、［残留符号間干渉成分］＝［符号
間干渉成分］−［擬似符号間干渉信号］）が得られ、判
定器３、サンプル・ホールド回路８１，８２．・・・。

８ｐの縦続接続から成るブロック、加算器９に供給され
る。セレクタ１０で、加算器９の出力信号か零がパター
ン・チェック回路１１の出力信号によって選択され、セ
レクタ１３及びスイッチ１４に供給される。一方、セレ
クタ１３において判定器３の出力によってセレクタ１０
の出力と減算器２の出力のいずれかが選択され、判定器
２の出力と共にスイッチ１４に供給される。スイッチ１
４は、セレクタ１０の出力、減算器２の出力、セレクタ
１３の出力のいずれかをサンプル位相によって選択し、
アダプティブ・フィルタ１５に供給する。判定器３で判
定された結果はアダプティブ・フィルタ１５に供給され
ると同時に出力端子４に現われる。アダプティブ・フィ
ルタ１５はスイッチ１４の出力信号を用いて係数更新を
行なう。

次に、第１図に示したアダプティブ・フィルタ１５と第
９図に示したアダプティブ・フィルタ５との違いについ
て、第６図、第７図、第１０図、第１１図を用いて説明
する。

第６図は第１図に示したアダプティブ・フィルタ１５の
ブロック図で第１１図に対応する。第６図に示したアダ
プティブ・フィルタのブロック図では、係数発生器１０
２Ｊ　、１０２Ｊ＋１　、・・・、１０．２　Ｊ＋Ｒ−
１（ｊ＝Ｉｘ　Ｒ，ＩＩＩＮ＋２＋”’　、Ｎ／Ｒ−１
＞に対して、遅延素子１００１だけでなく遅延素子１０
０−＋＋の出力信号も同時に供給されている。従って、
遅延素子は全部でＮ／Ｒ−１＋Ｍ個必要となる。この接
続を行なうことにより、更新の直前に用いられたフィル
タの係数と第１図のサンプル・ホールド回路により遅延
された時間だけ前に用いられた係数を同時に更新するこ
とが出来る。アダプティブ・）ィルタの構造が第６図に
示したように変更されたことに対応して、係数発生器１
０２□も第７図に示すように変更される。第７図は第１
１図に対応しており、第１１図において乗算器２０４に
供給される信号２００が２００１と２００２の２種類に
、乗算器２０４が乗算器２０４、と２０４□に変更され
ている。遅延素子１００１の出力信号は２００＋とじて
、遅延素子１００−＋＋の出力信号は２００□として、
それぞれ乗算器２０４＋　、２０４□に供給され、第６
図のスイッチ１０５からの信号２０１と乗算されて、加
算器２０５で加算される。加算器２０５は３人力の加算
器となる６以上説明したように、アダプティブ・フィル
タの構成を変更し、更新の直前に用いられたフィルタの
係数と第１図のサンプル・ホールド回路により遅延され
た時間だけ前に用いられた係数を同時に更新することに
より、係数の収束時間を短縮することができる。

なお、第１図において、サンプル・ホールド回路８１．
８２．・・・、８ｐの標本化に要する時間は無視できる
と仮定していたが、この仮定が成立しない場合にはサン
プル・ホールド回路の個数は＋　ｒ　ＲＴ／（Ｔ−Ｒδ
］＋１）個以上用意すれば良い。ここに、δはサンプル
・ホールド回路が標本化に要する時間、［Ｘ］はＸを越
えない最大の整数、ｐ　＝ＭＲである。各サンプル・ホ
ールド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒで等しい。いま
、隣り合ったサンプル・ホールド回路の位相は互いに（
Ｔ／Ｒ−δ）だけずれている。このとき、ひとつのサン
プル・ホールド回路では標本化に要する時間δを差し引
いた（Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサンプル値がホールドされる
。

例えば、Ｍ＝１．Ｒ・４．δ＝Ｔ／３２のとき、サンプ
ル・ホールド回路の個数は５個以上用意すればよく、５
個のサンプル・ホールド回路を直列接続した場合、全体
のホールド時間は３５Ｔ／３２となる。これは５個のサ
ンプル・ホールド回路の直列接続で実現できる最大のホ
ールド時間である。全体のホールド時間をＴにするには
、隣り合ったサンプル・ホールド回路のサンプル位相を
順にＴ１５だけずらせばよい。また、４つのサンプル・
ホールド回路のサンプル位相を順に７７／３２ずらし、
残りの１つを前段のサンプル・ホールドのサンプル位相
に対して４Ｔ／３２ずらせても全体のホールド時間をＴ
にすることができる。このように、隣り合ったサンプル
・ホールド回路のサンプル位相を適当にずらすことによ
って、全体のホールド時間を′「にすることができる。

同様にして、Ｔ／Ｒより小さい、いがなるεに対しても
、十分な数なサンプル・ホールド回路を直列に接続して
サンプル位相を適当に選べば、任意のホールド時間を得
ることができる。

従って、一般に標本化に要する時間が無視できない場合
でもＴの整数倍の任意のホールド時間を得ることができ
る。

第８図は本発明の池の実施例を示すブロック図である。

同図において、第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能を持つとする。第８図
と第１図の相違点は、第１図の加算器９が減算器１２に
置き換えぢれていることであり、その他の部分は全く同
一である。

従って、第８図では減算器２の出方である差信号に関し
、現在の差信号の値とＭＴ秒前の差信号の値との差が減
算器１２の出力に現われ、この差の値をアダプティブ・
フィルタ１５の制御に用いることになる。第５図に示し
たパターン・チェック回路において、モード信号の不一
致を検出するｘＯＲ５８の変わりに否定排他的論理和回
路を用いて、モード信号の一致を検出すればよい。

以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明したが、Ｍ
ＳＫ符号を採用した場合゛０”と“１”に対するパルス
波形が異なることと、各々°°＋゛モードと゛−″゛モ
ードを有するという２つの理由によりアダプティブ・フ
ィルタ１５の構成は第６図の場合と若干界なる。即ち、
”　ｏ　”及び“１“。

のパルス波形が異なることに対応させてタップ係数を２
種類用意し個別に更新させる必要があること、また、判
定器３より受けたモード信号により、係数を区別するこ
とが必要となる。

これまで、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明し
てきたが、伝送路符号とし、例えば、第２図に示したバ
イフェーズ符号を用いることができる。バイフェーズ符
号を用いた場合には、第４図（ａ）に示した波形が受信
信号となるので、パターン・チェックの方式をバイフェ
ーズ符号特有のものにしなければならない。第４図（ａ
）を参照すると、パターン・チェック回路は着目した２
つのシンボル波形の前後各１シンボル波形、合計６シン
ボル波形のパターンを検出してアダプティブ・フィルタ
１５の適応動作を制御しなければならない。バイフェー
ズ符号の場合には、さらに、セレクタ１３の制御信号が
ＭＳＫ符号とは異なる。すなわち、第４図のｔ２のサン
プル点で受信信号が零の値をとるかとらないかに依存し
てセレクタ１３は出力信号を選択するが、バイフェース
符号の場合はｔ２がシンボル波形の境界なので、連続し
た２個のシンボル波形に対応してセレクタ１３を切り換
えるための回路を用いる必要がある。これらの符号以外
の伝送路符号についても同様に考えると、受信信号パタ
ーンを検出してアダプティブ・フィルタ１５の係数更新
を制御すれば、残留符号間干渉成分をある確率で正確に
取り出すことができることは明らかである。

（発明の効県Ｊ 以１−詳細に述べたように、本発明によれば、差信シシ
ーについて、現在の値とＭ′Ｆ秒前の値との和又は差を
とることにより受信信号に陰よれる残留符号間干渉成分
は零でないある正の値の確率で正確に抽出される。従っ
て、前記の和又は差を用い、さらに残留符号間干渉成分
が正確に抽出されるような受信信号波形のパターン分検
出して選択的に係数更新を行なってアダプティブ・フィ
ルタを制御することにより適応動作を保証できるから、
複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウェア゛規模
の小さい判定帰還型等化方法及び装置を提供できる。ま
た、本発明によれば、現在使用された係数とＭＴ秒萌に
使用された係数とを同時に更新するので、係数の収束時
間を短縮できると共に、受ｔｘ　ｔ＝号の零交差点をサ
ンプル点に一致させることができるから、伝送距離によ
らず判定タイミング位相を常に最適に保持でき、タロツ
ク・ジッタに強いという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
（ａ）、（ｂ）、第３図は伝送路符号を説明する図、第
４図（ａ）、（ｂ）は第２図及び第３図の伝送路符号に
対応したアイ・パターンを示す図、第５図は第１図中の
パターン・チェック回路を示す図、第６図は第１図中の
アダプティブ・フィルタ１５のブロック図、第７図は第
６図の係数発生器のブロック図、第８図は本発明の他の
実施例を示すブロック図、第９図は判定帰還型等止器の
従来例を示すブロック図、第１０図は第９図のアダプテ
ィブ・フィルタ５のブロック図、第１１図は第１０図の
係数発生器のブロック図である。 第１図において、 １・・・入力端子、２・・・減算器、３・・・判定器、
４・・・出力端子、９・・・加算器、１０・・・セレク
タ、１１・・・パターン・チェック回路、１３・・・セ
レクタ、１４・・・スイッチ、１５・・・アダプティブ
・フィルタ、８１．８□、・・・、８ｐ・・・サンプル
・ホールド回路をそれぞれ表わしている。 また、第８図において、 １・・・入力端子、２・・・減算器、３・・・判定器、
４・・・出力端子、１０・・・セレクタ、１１・・・パ
ターン・チェック回路、１２・・・減算器、１３・・・
セレクタ、１４・・・スイッチ、１５・・・アダプティ
ブ・フィルタ、８１．８□、・・・、８ｐ・・・サンプ
ル・ホールド回路をそれぞれ示す。 、ｌ （′。 代理人　弁理士　　　内　原　　　晋、・１紮１ 第２図 ”ｏ”　　　　　　　　　　　　　　　　　　　”１′
（あ）（ｂ） 潰３図 第４図 １　　　　　　　；　　　　　　　　　　　　　　；１
　第（ｉ−１）；シホ゛ｌし　１　第　１　シ、ホ′Ｉ
ン　　　１　第（ｉ＋Ｉ）シシボル　１（のｐ ；第Ｇ−Ｉ）ン、汁ζル１　第１ンーボル　　ミ第（ｉ
＋Ｉ）ン、ホ′ル　；Ｃｏ　　　ＣＩ　　　Ｃ２ｔ３ 第１１図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）符号間干渉を受けた受信信号から擬似符号間干渉
   信号を差し引いて差信号を得た後、該差信号と該差信号
   を遅延させた遅延信号を加算もしくは減算して残留符号
   間干渉成分を求め、該残留符号間干渉成分と前記差信号
   のいづれか一方を、サンプリング位相と前記差信号を復
   調して得られるデータ系列に基づいて選択して得た誤差
   信号を前記擬似符号間干渉信号を発生するためのアダプ
   ティブ・フィルタの係数更新に用いるが、更新にあたっ
   ては前記復調データ系列の特定のパターンを検出したと
   きだけ、更新の直前に用いられた前記アダプティブ・フ
   ィルタの係数と前記遅延信号の遅延時間だけ前に用いら
   れた係数を同時に更新することを特徴とする判定帰還に
   よる符号間干渉除去方法。
2. （２）符号間干渉を受けた受信信号と擬似符号間干渉信
   号との差を得るための減算器と、該減算器出力を受け復
   調データを作り出す判定器と、該判定器から供給される
   前記復調データ及び誤差信号を受け適応的に擬似符号間
   干渉信号を生成するためのアダプティブ・フィルタと、
   前記減算器の出力を標本化して保持するための縦続接続
   された複数個のサンプル・ホールド回路と、前記減算器
   の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出
   力の差又は和を得るための演算器と、該演算器の出力と
   零のいずれかを選択する第１のセレクタと、前記復調デ
   ータを受けて該第１のセレクタを切り換える信号を発生
   するパターン・チェック回路と、前記第１のセレクタの
   出力と前記差信号のいづれかを前記復調データに基づい
   て選択する第２のセレクタと、前記差信号と前記第１の
   セレクタの出力と前記第２のセレクタの出力のいづれか
   を受信信号の位相に基づいて選択し前記誤差信号として
   前記アダプティブ・フィルタに帰還するスイッチとを具
   備し、該アダプティブ・フィルタの係数更新は更新の直
   前に用いられた係数と前記縦続接続されたサンプル・ホ
   ールド回路の遅延時間だけ前に用いられた係数とを同時
   に更新することを特徴とする判定帰還による符号間干渉
   除去装置。