JP2865710B2 - 変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置 - Google Patents
変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置Info
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、ベースバンドにおける受信被変調データの
直交成分の両方を発生するベースバンド変換器と、もと
の２進データ信号を復元するようベースバンド直交成分
の両方が供給される等価器／検波器とからなる、変調指
数ｈ＝0.5の２進連続位相被角度変調データ信号の等化
復調配置に関する。
直交成分の両方を発生するベースバンド変換器と、もと
の２進データ信号を復元するようベースバンド直交成分
の両方が供給される等価器／検波器とからなる、変調指
数ｈ＝0.5の２進連続位相被角度変調データ信号の等化
復調配置に関する。
分散伝送チャンネルからなる情報伝送システムでは、
伝送される信号は遅延の差及び位相シフトにより歪む。
ディジタル情報伝送ではこれらの歪は、受信信号におけ
るシンボル間干渉としてあらわれる。また受信信号は雑
音あるいは類似の干渉信号により影響を受ける。信号の
もとのデータ内容を復元するには受信信号を等化する必
要がある。
伝送される信号は遅延の差及び位相シフトにより歪む。
ディジタル情報伝送ではこれらの歪は、受信信号におけ
るシンボル間干渉としてあらわれる。また受信信号は雑
音あるいは類似の干渉信号により影響を受ける。信号の
もとのデータ内容を復元するには受信信号を等化する必
要がある。
例えばパルス振幅変調（PAM）又は直交振幅変調（QA
M）等の直線変調がなされたデータ信号用の等化器につ
いては詳しい研究が行なわれて文献に記載されている。
それらは通常許容しうる費用と設計努力とで技術的に実
現しうる。これは例えば連続位相変調（CPM）と称され
る連続的位相変動を有する周波数変調等の非直線角度変
調がなされたデータ信号用の等化器の場合は全く異な
る。文献に記載されているCPM信号用の等化方法及び配
置は一般に非常に複雑かつ高価であるため価格上有利な
技術的実現にはやや不適である。このことは特に、パー
シャルレスポンス法を用いるCPM変調、つまり被変調信
号の信号変動が伝達された瞬時データビットだけでな
く、そのデータビットの直前の固定数のデータにも一定
の仕方で依存する場合にあてはまる。重要な２進パーシ
ャルレスポンスCPM変調方法の例としては、ガウス最小
偏移変調（Gaussian Minimum Shift−Keying:GMSK）及
び一般馴化周波数変調（Generalized Tamed Freqnendy
Modul−ation:GTFM）がある。
M）等の直線変調がなされたデータ信号用の等化器につ
いては詳しい研究が行なわれて文献に記載されている。
それらは通常許容しうる費用と設計努力とで技術的に実
現しうる。これは例えば連続位相変調（CPM）と称され
る連続的位相変動を有する周波数変調等の非直線角度変
調がなされたデータ信号用の等化器の場合は全く異な
る。文献に記載されているCPM信号用の等化方法及び配
置は一般に非常に複雑かつ高価であるため価格上有利な
技術的実現にはやや不適である。このことは特に、パー
シャルレスポンス法を用いるCPM変調、つまり被変調信
号の信号変動が伝達された瞬時データビットだけでな
く、そのデータビットの直前の固定数のデータにも一定
の仕方で依存する場合にあてはまる。重要な２進パーシ
ャルレスポンスCPM変調方法の例としては、ガウス最小
偏移変調（Gaussian Minimum Shift−Keying:GMSK）及
び一般馴化周波数変調（Generalized Tamed Freqnendy
Modul−ation:GTFM）がある。
パーシャルレスポンスCPM信号の等化及び復調配置
は、例えばN.A.B.スベンソンによる「オン オプチマム
アンド サブオプチマム コヒーレント デテクショ
ン オブ コンチニュアス フェーズ モジュレーショ
ン オン アツーウェイ マルチパス フェージング
チャンネル」IEEE トランザクションス オン コミュ
ニケーションス，第COM−35巻第10号,1041−1049頁,198
7年10月より公知である。この配置は、C.E.サンドバー
グによる「コンチニュアス フェーズ モジュレーショ
ン」IEEE コミュニケーションス マガジン、第24巻第
４号,25−28頁,1986年４月に開示された無歪の受信パー
シャルレスポンスCPM信号用復調器に基く。後者の文献
の31頁第10図は、ベースバンド変換器とビタビ検波器と
からなる直交受信機を示す。ベースバンド変換器は、入
力信号が供給される帯域フィルタと、各々が帯域波さ
れた信号を供給され、また低域フィルタにより後続され
る２つのミクサとからなる。第１のミクサの混合搬送信
号は、第２のミクサの混合搬送信号と比較して、位相が
90゜遅れている。混合搬送信号の周波数は受信される被
変調信号の搬送周波数に対応する。ミクサの後に配置さ
れる低域フィルタは、混合出力の低周波数信号部分のみ
を通す。第１のミクサの低域波出力信号は一般に同相
成分（Ｉ成分）と称され、第２のミクサの低域波出力
信号は一般に直交位相成分（Ｑ成分）と称される。これ
ら２つの直交成分は、ビタビ検波器へ供給されて、最大
系列評価（Maximum Likel−ihood Seqence Estimation:
MLSE）法に従って伝送データが復元される。スベンソン
による文献に従う歪んだCPM信号用の直交受信機におい
ては、ビタビ検波器は、やはりMLSE法に従って動作する
ビタビ等化器により置き換えられる（前記文献の1043頁
第２図参照）。ビタビ等化器は、等化を行なうと同時
に、検波、つまり伝送されるもとのデータの復元を行な
う。従ってこの場合CPM変調のパーシャルレスポンス性
と歪を有する伝送チャンネルの特性の両方が考慮に入れ
られる。基本的には決定帰還等化器等の他の形式の等化
器をビタビ等化器の代わりに用いることが可能である。
前記のスベンソンによる文献を参照されたい。
は、例えばN.A.B.スベンソンによる「オン オプチマム
アンド サブオプチマム コヒーレント デテクショ
ン オブ コンチニュアス フェーズ モジュレーショ
ン オン アツーウェイ マルチパス フェージング
チャンネル」IEEE トランザクションス オン コミュ
ニケーションス，第COM−35巻第10号,1041−1049頁,198
7年10月より公知である。この配置は、C.E.サンドバー
グによる「コンチニュアス フェーズ モジュレーショ
ン」IEEE コミュニケーションス マガジン、第24巻第
４号,25−28頁,1986年４月に開示された無歪の受信パー
シャルレスポンスCPM信号用復調器に基く。後者の文献
の31頁第10図は、ベースバンド変換器とビタビ検波器と
からなる直交受信機を示す。ベースバンド変換器は、入
力信号が供給される帯域フィルタと、各々が帯域波さ
れた信号を供給され、また低域フィルタにより後続され
る２つのミクサとからなる。第１のミクサの混合搬送信
号は、第２のミクサの混合搬送信号と比較して、位相が
90゜遅れている。混合搬送信号の周波数は受信される被
変調信号の搬送周波数に対応する。ミクサの後に配置さ
れる低域フィルタは、混合出力の低周波数信号部分のみ
を通す。第１のミクサの低域波出力信号は一般に同相
成分（Ｉ成分）と称され、第２のミクサの低域波出力
信号は一般に直交位相成分（Ｑ成分）と称される。これ
ら２つの直交成分は、ビタビ検波器へ供給されて、最大
系列評価（Maximum Likel−ihood Seqence Estimation:
MLSE）法に従って伝送データが復元される。スベンソン
による文献に従う歪んだCPM信号用の直交受信機におい
ては、ビタビ検波器は、やはりMLSE法に従って動作する
ビタビ等化器により置き換えられる（前記文献の1043頁
第２図参照）。ビタビ等化器は、等化を行なうと同時
に、検波、つまり伝送されるもとのデータの復元を行な
う。従ってこの場合CPM変調のパーシャルレスポンス性
と歪を有する伝送チャンネルの特性の両方が考慮に入れ
られる。基本的には決定帰還等化器等の他の形式の等化
器をビタビ等化器の代わりに用いることが可能である。
前記のスベンソンによる文献を参照されたい。
CPM変調は非直線角度変調であって、分散性伝送チャ
ンネルによる線型のシンボル間干渉の他に変調パーシャ
ルレスポンス性による非線型のシンボル間干渉も発生す
るために、CPM信号用の等化器は、PAM信号又はQAM信号
等の直線的に変調されたデータ信号の等化器と比べて大
幅に複雑かつ高価となる。スベンソンの文献から明らか
な如く、等化器においては位相連続周波数変調の特定の
構造，変調の非直線的パーシャルレスポンス特性の両
方、及び分散性伝送チャンネルによる非線型のシンボル
間干渉を複雑な様態に考慮しなければならない。このた
めに非常に多数の広範囲にわたる複素量の乗算及び加算
を実時間で行なわなければならない。
ンネルによる線型のシンボル間干渉の他に変調パーシャ
ルレスポンス性による非線型のシンボル間干渉も発生す
るために、CPM信号用の等化器は、PAM信号又はQAM信号
等の直線的に変調されたデータ信号の等化器と比べて大
幅に複雑かつ高価となる。スベンソンの文献から明らか
な如く、等化器においては位相連続周波数変調の特定の
構造，変調の非直線的パーシャルレスポンス特性の両
方、及び分散性伝送チャンネルによる非線型のシンボル
間干渉を複雑な様態に考慮しなければならない。このた
めに非常に多数の広範囲にわたる複素量の乗算及び加算
を実時間で行なわなければならない。
本発明の目的は、発明の詳細な説明の冒頭に示された
種類であって、２進CPM被変調データ信号の等化及び復
調のための費用及び設計努力が低減される配置を構成す
るにある。特に低費用で技術的実現をなすには、性能は
同じままで変調の種類に応じ必要となる複素演算による
費用の増加が回避される２進CPM信号の等化及び復調配
置を提供するのが望ましい。
種類であって、２進CPM被変調データ信号の等化及び復
調のための費用及び設計努力が低減される配置を構成す
るにある。特に低費用で技術的実現をなすには、性能は
同じままで変調の種類に応じ必要となる複素演算による
費用の増加が回避される２進CPM信号の等化及び復調配
置を提供するのが望ましい。
本発明によれば、この目的は、ベースバンド変換器と
変化器／検波器との間に、ベースバンド直交成分により
表わされる被変調データ信号が所定方向に離散的間隔前
進する位相回転に対応する信号処理を行なう前処理ユニ
ットを挿入し、被変調データ信号に含まれる２進データ
信号のビット間隔毎の離散的位相回転間隔の大きさは90
゜であるようにすることで達成される。
変化器／検波器との間に、ベースバンド直交成分により
表わされる被変調データ信号が所定方向に離散的間隔前
進する位相回転に対応する信号処理を行なう前処理ユニ
ットを挿入し、被変調データ信号に含まれる２進データ
信号のビット間隔毎の離散的位相回転間隔の大きさは90
゜であるようにすることで達成される。
本発明による前処理は、本来の直交成分Ｉ及びＱを、
PAM信号又は２進PSK信号等の直線的被変調２進データ信
号が伝達されたとする場合のベースバンドの変換器の出
力の直交成分の値に略対応する値をビットクロック時点
で有する被変調データ信号の直交成分Ｉ′及びＱ′に変
換する。一般に、ベースバンド変換は時間に依存する搬
送波位相エラーに影響され、また分散性伝送チャンネル
も時間に依存する多重通路伝播を被むるため、同相成分
Ｉ′が前処理ユニットの出力に発生するだけでなく、直
交位相成分Ｑがゼロでなくなるが、このことは等化中に
公知の方法で考慮に入れられるので、検波中は等化され
る同相成分の実数値のみが処理されればよい。従って本
発明による前処理では、CPM信号の非直線的角度変調の
複雑な構造を考慮する必要はなく、直線的な振幅変調の
非常に単純な構造に基づいて等化が行なえる。
PAM信号又は２進PSK信号等の直線的被変調２進データ信
号が伝達されたとする場合のベースバンドの変換器の出
力の直交成分の値に略対応する値をビットクロック時点
で有する被変調データ信号の直交成分Ｉ′及びＱ′に変
換する。一般に、ベースバンド変換は時間に依存する搬
送波位相エラーに影響され、また分散性伝送チャンネル
も時間に依存する多重通路伝播を被むるため、同相成分
Ｉ′が前処理ユニットの出力に発生するだけでなく、直
交位相成分Ｑがゼロでなくなるが、このことは等化中に
公知の方法で考慮に入れられるので、検波中は等化され
る同相成分の実数値のみが処理されればよい。従って本
発明による前処理では、CPM信号の非直線的角度変調の
複雑な構造を考慮する必要はなく、直線的な振幅変調の
非常に単純な構造に基づいて等化が行なえる。
有利な実施態様では、前処理ユニットは、直交成分Ｉ
及びＱはビットクロックの速さで前処理され、ビットク
ロックの第１のクロック期間では両方の直交成分がその
まま送られ、その後の第２のクロック期間では２つの直
交成分の一方が反転され、第３のクロック期間では両方
の直交成分が反転され、第４のクロック期間では第２の
クロック期間に反転されなかった方の直交成分が反転さ
れ、第２と第４の期間では前記の反転のほかに２つの直
交位相の変換がなされるよう構成される。この処理手順
はクロック期間のサイクルで周期的に続けられる。
及びＱはビットクロックの速さで前処理され、ビットク
ロックの第１のクロック期間では両方の直交成分がその
まま送られ、その後の第２のクロック期間では２つの直
交成分の一方が反転され、第３のクロック期間では両方
の直交成分が反転され、第４のクロック期間では第２の
クロック期間に反転されなかった方の直交成分が反転さ
れ、第２と第４の期間では前記の反転のほかに２つの直
交位相の変換がなされるよう構成される。この処理手順
はクロック期間のサイクルで周期的に続けられる。
低価格の前処理ユニットを導入することで、比較的単
純な２進PAM信号用の適宜の等化器／検波器を用いて歪
んだ受信２進CPM信号の等化及び復調を行なうことが可
能となる。従って直線的被変調データ信号用等化器／検
波器のための確実で信頼性のある回路概念を用いること
ができ、等化器／検波器で行なわれるべき算術演算の数
で表わされる費用及び設定努力は大幅に減る。
純な２進PAM信号用の適宜の等化器／検波器を用いて歪
んだ受信２進CPM信号の等化及び復調を行なうことが可
能となる。従って直線的被変調データ信号用等化器／検
波器のための確実で信頼性のある回路概念を用いること
ができ、等化器／検波器で行なわれるべき算術演算の数
で表わされる費用及び設定努力は大幅に減る。
特にスベンソンによる文献においてCPM等化器で必要
とされる複素乗算の大部分は不要となり、残りの演算も
実数の乗算あるいは非常に単純な符号により制御される
加算／減算演算に変化する。
とされる複素乗算の大部分は不要となり、残りの演算も
実数の乗算あるいは非常に単純な符号により制御される
加算／減算演算に変化する。
本発明による等化器／検波器により達成される単純化
を明らかにするために、以下でスベンソンの文献による
CPM信号用等化器を２進PAM信号用MLSE等化器と比較す
る。例として変調指数ｈ＝0,ビット周期T,Lビット周期
期間のパーシャルレスポンス周波数パルス,Lビット周期
期間チャンネルインパルスレスポンスの２進CPM形式の
場合について説明する。
を明らかにするために、以下でスベンソンの文献による
CPM信号用等化器を２進PAM信号用MLSE等化器と比較す
る。例として変調指数ｈ＝0,ビット周期T,Lビット周期
期間のパーシャルレスポンス周波数パルス,Lビット周期
期間チャンネルインパルスレスポンスの２進CPM形式の
場合について説明する。
スベンソンの文献によれば、CPM等化器は2L+K状態を
有する状態トレリスに作用する。時点Tn＝nTにおいて
は、値＋／−１をとる過去のデータビットbn-1,…,b
n-L-K+1及び位相状態θｎとにより、状態ベクトル Zn＝（θn,bn-1,…,bn-L-K+1） が定まる。位相状態θｎは全ての過去のデータビットに
依存し、ｎが偶数なら値０又はπであり、ｎが奇数なら
π/2又は３π/2である。詳しくは次の通りである。
有する状態トレリスに作用する。時点Tn＝nTにおいて
は、値＋／−１をとる過去のデータビットbn-1,…,b
n-L-K+1及び位相状態θｎとにより、状態ベクトル Zn＝（θn,bn-1,…,bn-L-K+1） が定まる。位相状態θｎは全ての過去のデータビットに
依存し、ｎが偶数なら値０又はπであり、ｎが奇数なら
π/2又は３π/2である。詳しくは次の通りである。
トレリスを走査する再ビタビアルゴリズムにより進め
られるデータパスの各々について位相状態θｎが追跡さ
れねばならないということが、決定的にCPM等化器を複
雑かつ精巧なものとする。この決定は本発明による前処
理ユニットを用いるならば解決される。
られるデータパスの各々について位相状態θｎが追跡さ
れねばならないということが、決定的にCPM等化器を複
雑かつ精巧なものとする。この決定は本発明による前処
理ユニットを用いるならば解決される。
他の欠点としてはCPM等化器が2L+K-1個の異なるデー
タパターンに対し非線型的なパーシャルレスポンスCPM
信号を再構成し、これらのセグメントをチャンネルイン
パルス応答とたたみこむという非常に複雑な計量計算を
行なうことがある。受信複素ベースバンド信号をＸ
（ｔ）と記し、CPM位相遷移関数をｑ（ｔ）と記すと、
計量増加分は となる。ここで、 である。
タパターンに対し非線型的なパーシャルレスポンスCPM
信号を再構成し、これらのセグメントをチャンネルイン
パルス応答とたたみこむという非常に複雑な計量計算を
行なうことがある。受信複素ベースバンド信号をＸ
（ｔ）と記し、CPM位相遷移関数をｑ（ｔ）と記すと、
計量増加分は となる。ここで、 である。
本発明による前処理ユニットが用いられるならば、２
進PAM信号用のはるかに単純なMLSE等化器がCPM信号の等
化及び検波に使用される。PAM等化器は2L+K状態を有す
る正規の状態トレリスに作用する。時点tn＝nTでの状態
ベクトルは次の通りである。
進PAM信号用のはるかに単純なMLSE等化器がCPM信号の等
化及び検波に使用される。PAM等化器は2L+K状態を有す
る正規の状態トレリスに作用する。時点tn＝nTでの状態
ベクトルは次の通りである。
Zn（bn-1,…bn-L-K） 位相状態変動は発生しなくなっているからビタビMLSE
処理が相当単純化される。
処理が相当単純化される。
さらに基準信号ｓ（t,bn,Zn）が で与えられるようになるから計量計算の信号処理の複雑
さは大幅に低下する。ここで、ｈ′（ｔ）はCPM方式の
パーシャルレスポンス特性を有する伝送チャンネルの修
正されたインパルスレスポンスである。受信信号Ｘ
（ｔ）の前処理を受けた対応部分で動作するチャンネル
推定装置は、付加的な処理を必要とすることなくｈ′
（ｔ）の推定値を直線発生する。基準信号ｓ（t,bn,Z
n）の計算は、CPM MLSE等化器の場合多数の複素乗算が
必要であるが、PAM MLSEの場合少数の加算／減算演算が
必要なだけである（シンボルbiは＋／−１のみであるこ
とに注意）。
さは大幅に低下する。ここで、ｈ′（ｔ）はCPM方式の
パーシャルレスポンス特性を有する伝送チャンネルの修
正されたインパルスレスポンスである。受信信号Ｘ
（ｔ）の前処理を受けた対応部分で動作するチャンネル
推定装置は、付加的な処理を必要とすることなくｈ′
（ｔ）の推定値を直線発生する。基準信号ｓ（t,bn,Z
n）の計算は、CPM MLSE等化器の場合多数の複素乗算が
必要であるが、PAM MLSEの場合少数の加算／減算演算が
必要なだけである（シンボルbiは＋／−１のみであるこ
とに注意）。
ｈ＝0.5の２進CPM信号が（以前仮定した如く）データ
ビットbiの瞬時周波数への直線的マッピングに基く場合
は、本発明の前処理を行なうPAM MLSEが出力するデータ
ビットはもとのデータb1を復元するためには差動的デコ
ードされねばならない。
ビットbiの瞬時周波数への直線的マッピングに基く場合
は、本発明の前処理を行なうPAM MLSEが出力するデータ
ビットはもとのデータb1を復元するためには差動的デコ
ードされねばならない。
本発明の別の実施例では等化器／検波器は適応等化器
／検波器の形式であり、瞬時チャンネルインパルスレス
ポンスの、２つの直交成分からなる推定値を出力するチ
ャンネル推定装置が設けられ、直交成分は第２の前処理
ユニットを介して適応等化器／検波器へ調整信号として
供給される。
／検波器の形式であり、瞬時チャンネルインパルスレス
ポンスの、２つの直交成分からなる推定値を出力するチ
ャンネル推定装置が設けられ、直交成分は第２の前処理
ユニットを介して適応等化器／検波器へ調整信号として
供給される。
第１図に示される実施例は、受信信号ｒ（ｔ）を等化
乃び復調する配置である。この配置は、伝送システムの
図示しない受信器の一部を形成する。伝送されるべきデ
ィジタルデータは、図示しない送信器において非直線的
CPM変調器により搬送信号上へ変調される。送信信号は
伝送路を介して受信機へ供給される。伝送路は、例えば
光ファイバ等の伝送ラインでも、あるいは例えばラジオ
チャンネル等の無線伝送路であってもよい。伝送路にお
いて発生する遅延差，反射その他の効果により、受信機
セクションにおいては送信信号ではなく、雑音その他の
干渉による歪及び変形を受けた信号ｒ（ｔ）が受信され
るのみである。
乃び復調する配置である。この配置は、伝送システムの
図示しない受信器の一部を形成する。伝送されるべきデ
ィジタルデータは、図示しない送信器において非直線的
CPM変調器により搬送信号上へ変調される。送信信号は
伝送路を介して受信機へ供給される。伝送路は、例えば
光ファイバ等の伝送ラインでも、あるいは例えばラジオ
チャンネル等の無線伝送路であってもよい。伝送路にお
いて発生する遅延差，反射その他の効果により、受信機
セクションにおいては送信信号ではなく、雑音その他の
干渉による歪及び変形を受けた信号ｒ（ｔ）が受信され
るのみである。
歪を有する受信信号ｒ（ｔ）は、公知の方法で帯域フ
ィルタ,2つのミクサ及び各ミクサに後続するそれぞれの
低域フィルタから形成されるベースバンド変換器10に供
給される。ミクサには、受信信号ｒ（ｔ）の搬送周波数
に対応する周波数を有する２つの直交搬送波が供給され
る。ベースバンド変換器10は、その第１の出力に同相成
分Ｉを第２の出力に直交成分Ｑを出力する。Ｉ成分は、
第２のマルチプレクサ23の第１の入力、第２のマルチプ
レクサ24の第２の入力及び第１のインバータ21へ供給さ
れる。第１のインバータ21の出力は第１のマルチプレク
サの第３の入力３及び第２のマルチプレクサ24の第４の
入力４へ接続されている。Ｑ成分は、第１のマルチプレ
クサ23の第４の入力、第２のマルチプレクサの第１の入
力、及び第２のインバータ22へ供給される。第２のイン
バータ22の出力は、第１のマルチプレクサ23の第２の入
力及び第２のマルチプレクサ24の第３の入力へ接続され
ている。第１のマルチプレクサ23の出力は、等化器／検
波器30の第１の入力に接続され、第２のマルチプレクサ
24の出力は等化器／検波器30の第２の入力に接続され
る。等化器／検波器は、少なくとも伝送状態が良好であ
るならば、もとの伝送データに対応する復調データを出
力Ｄから出力する。
ィルタ,2つのミクサ及び各ミクサに後続するそれぞれの
低域フィルタから形成されるベースバンド変換器10に供
給される。ミクサには、受信信号ｒ（ｔ）の搬送周波数
に対応する周波数を有する２つの直交搬送波が供給され
る。ベースバンド変換器10は、その第１の出力に同相成
分Ｉを第２の出力に直交成分Ｑを出力する。Ｉ成分は、
第２のマルチプレクサ23の第１の入力、第２のマルチプ
レクサ24の第２の入力及び第１のインバータ21へ供給さ
れる。第１のインバータ21の出力は第１のマルチプレク
サの第３の入力３及び第２のマルチプレクサ24の第４の
入力４へ接続されている。Ｑ成分は、第１のマルチプレ
クサ23の第４の入力、第２のマルチプレクサの第１の入
力、及び第２のインバータ22へ供給される。第２のイン
バータ22の出力は、第１のマルチプレクサ23の第２の入
力及び第２のマルチプレクサ24の第３の入力へ接続され
ている。第１のマルチプレクサ23の出力は、等化器／検
波器30の第１の入力に接続され、第２のマルチプレクサ
24の出力は等化器／検波器30の第２の入力に接続され
る。等化器／検波器は、少なくとも伝送状態が良好であ
るならば、もとの伝送データに対応する復調データを出
力Ｄから出力する。
ある実施例では等化器／検波器30は、ビタビアルゴリ
ズムを用いるMLSE等化器により実現される。PAM又はQAM
等の直線的変調方式に対するビタビMLSE等化器の例は、
G.D.フォーニーの「マクシマム−ライクリフッド シー
ケンス エスチメーション オブ ディジタルシーケン
シズ イン ザ プレゼンス オブ インターシンボル
インターフェレンス」、IEEEトランザクションス オ
ン インフォメーションセオリー,IT−18,363−378頁,1
972年５月，及びG.アンガーベックの「アダプチブ マ
クシマム−ライクリフッド レシーバ フォア キャリ
ヤーモジュレーテッド データ−トランスミッション
システムス,IEEE トランザクション オン コミュニ
ケーションス，第COM−22巻,624−636頁,1974年５月に
記載されている。本発明によれば２進PAM用ビタビMLSE
等化器は、値＋１及び−１のみを取ると仮定された変調
データシンボルについて用いられる。
ズムを用いるMLSE等化器により実現される。PAM又はQAM
等の直線的変調方式に対するビタビMLSE等化器の例は、
G.D.フォーニーの「マクシマム−ライクリフッド シー
ケンス エスチメーション オブ ディジタルシーケン
シズ イン ザ プレゼンス オブ インターシンボル
インターフェレンス」、IEEEトランザクションス オ
ン インフォメーションセオリー,IT−18,363−378頁,1
972年５月，及びG.アンガーベックの「アダプチブ マ
クシマム−ライクリフッド レシーバ フォア キャリ
ヤーモジュレーテッド データ−トランスミッション
システムス,IEEE トランザクション オン コミュニ
ケーションス，第COM−22巻,624−636頁,1974年５月に
記載されている。本発明によれば２進PAM用ビタビMLSE
等化器は、値＋１及び−１のみを取ると仮定された変調
データシンボルについて用いられる。
また、等化器／検波器30は、受信信号ｒ（ｔ）に同期
し、カウンタ25のクロック入力に供給されるビットクロ
ックC1を出力Ｔから出力する。ただし、このクロック信
号は例えば別体のクロックパルス発生ユニットによって
発生することもできる。２つのインバータ21,22,2つの
マルチプレクサ23,24及びカウンタ25は合わさって前処
理ユニット20を形成する。
し、カウンタ25のクロック入力に供給されるビットクロ
ックC1を出力Ｔから出力する。ただし、このクロック信
号は例えば別体のクロックパルス発生ユニットによって
発生することもできる。２つのインバータ21,22,2つの
マルチプレクサ23,24及びカウンタ25は合わさって前処
理ユニット20を形成する。
カウンタ25はモジュロ４カウンタであり、その計数出
力は２つのマルチプレクサ23及び24の制御入力へ接続さ
れる。０から３までの瞬時カウンタ位置に基いてマルチ
プレクサは、４つの入力1,2,3,4のうちから、ビットク
ロックC1の１クロック期間中当該マルチプレクサの出力
へ送られる入力を常に１つ選択する。第１図にはカウン
タ位置０に対するマルチプレクサの切換え状態を示す。
ビットクロックC1のクロックパルスの各々でカウンタ位
置は１段階増加し、カウンタ位置３に達した後に続くビ
ットクロックC1のクロックパルスではカウンタ位置は再
び０となる。
力は２つのマルチプレクサ23及び24の制御入力へ接続さ
れる。０から３までの瞬時カウンタ位置に基いてマルチ
プレクサは、４つの入力1,2,3,4のうちから、ビットク
ロックC1の１クロック期間中当該マルチプレクサの出力
へ送られる入力を常に１つ選択する。第１図にはカウン
タ位置０に対するマルチプレクサの切換え状態を示す。
ビットクロックC1のクロックパルスの各々でカウンタ位
置は１段階増加し、カウンタ位置３に達した後に続くビ
ットクロックC1のクロックパルスではカウンタ位置は再
び０となる。
カウンタ位置０では２つのマルチプレクサの第１の入
力１が、カウンタ位置１ではマルチプレクサの第２の入
力２がカウンタ位置２では第３の入力が、カウンタ位置
３では第４の入力４がそれぞれ該当マルチプレクサ23,2
4の出力に切換えられる。
力１が、カウンタ位置１ではマルチプレクサの第２の入
力２がカウンタ位置２では第３の入力が、カウンタ位置
３では第４の入力４がそれぞれ該当マルチプレクサ23,2
4の出力に切換えられる。
次の表はカウンタ25のカウンタ位置に応じてマルチプ
レクサの出力から出力される信号を示す。
レクサの出力から出力される信号を示す。
Ｚの列はカウンタ25のカウンタ位置を示し、Ｅの列は
それぞれのカウンタ位置でマルチプレクサ23,24の入力
1,2,3,4のどれにつなげられるかを示す。Ｉ′の列は第
１のマルチプレクサの出力に発生する信号成分を示し、
Ｑ′の列は第２のマルチプレクサの出力に発生する信号
成分を示す。成分Ｉ′及びＱ′は、ベースバンド変換器
10及びインバータ21,22へのマルチプレクサ入力の結線
の結果である。
それぞれのカウンタ位置でマルチプレクサ23,24の入力
1,2,3,4のどれにつなげられるかを示す。Ｉ′の列は第
１のマルチプレクサの出力に発生する信号成分を示し、
Ｑ′の列は第２のマルチプレクサの出力に発生する信号
成分を示す。成分Ｉ′及びＱ′は、ベースバンド変換器
10及びインバータ21,22へのマルチプレクサ入力の結線
の結果である。
この表が示す如く、カウンタ位置０では２つの直交成
分Ｉ及びＱはそのまま送られる。カウンタ位置１ではＱ
成分は反転されＩ成分と交換される。カウンタ位置２で
は２つの直交成分は反転されるが、本来の配置でつなげ
られる。カウンタ位置３では、カウンタ位置１の場合と
対称的にＩ成分のみが反転され、２つの直交成分が交換
される。
分Ｉ及びＱはそのまま送られる。カウンタ位置１ではＱ
成分は反転されＩ成分と交換される。カウンタ位置２で
は２つの直交成分は反転されるが、本来の配置でつなげ
られる。カウンタ位置３では、カウンタ位置１の場合と
対称的にＩ成分のみが反転され、２つの直交成分が交換
される。
次の第２の表は、ビットクロックC1の速さで行なわれ
る反転及び交換の異なる系列を示す。
る反転及び交換の異なる系列を示す。
この表が第１の表と異なるのは、カウンタ位置１にお
いてＱ成分の代わりにＩ成分が反転され、カウンタ位置
３においてＩ成分の代わりにＱ成分が反転されることで
ある。これら２つのカウンタ位置において２つの信号成
分ＩとＱとはやはり交換される。この系列はマルチプレ
クサ入力の結線を少し変更すれば得られる。両回路とも
本発明の実施に等しく好適である。
いてＱ成分の代わりにＩ成分が反転され、カウンタ位置
３においてＩ成分の代わりにＱ成分が反転されることで
ある。これら２つのカウンタ位置において２つの信号成
分ＩとＱとはやはり交換される。この系列はマルチプレ
クサ入力の結線を少し変更すれば得られる。両回路とも
本発明の実施に等しく好適である。
本発明の図示の実施例では２つのインバータ及びマル
チプレクサに供給される２つの直交成分Ｉ及びＱは、ベ
ースバンド変換器10中に含まれているが図示されていな
いアナログディジタルワード表現に変換されている。こ
のためマルチプレクサはディジタルマルチプレクサとし
て構成され、またインバータは、アナログディジタル変
換器からのデータワードの表現に応じて、それぞれ符号
インバータ又は補数発生器として構成される。
チプレクサに供給される２つの直交成分Ｉ及びＱは、ベ
ースバンド変換器10中に含まれているが図示されていな
いアナログディジタルワード表現に変換されている。こ
のためマルチプレクサはディジタルマルチプレクサとし
て構成され、またインバータは、アナログディジタル変
換器からのデータワードの表現に応じて、それぞれ符号
インバータ又は補数発生器として構成される。
図示しない別の実施例では前処理ユニットは部分的に
はアナログ回路素子で構成される。ベースバンド変換器
10は、アナログディジタル変換器を設けられず、従って
直交成分Ｉ及びＱをアナログ信号として出力する。２つ
のインバータ21及び22は利得計数が１の反転増副器とし
て構成され、２つのマルチプレクサ23及び24はアナログ
マルチプレクサである。マルチプレクサ23,24の結線は
第１図の実施例の場合と変わらない。アナログディジタ
ル変換器は、マルチプレクサ23,24のそれぞれの出力
と、ディジタル式の等化器／検波器30のそれぞれの入力
との間に配置される。
はアナログ回路素子で構成される。ベースバンド変換器
10は、アナログディジタル変換器を設けられず、従って
直交成分Ｉ及びＱをアナログ信号として出力する。２つ
のインバータ21及び22は利得計数が１の反転増副器とし
て構成され、２つのマルチプレクサ23及び24はアナログ
マルチプレクサである。マルチプレクサ23,24の結線は
第１図の実施例の場合と変わらない。アナログディジタ
ル変換器は、マルチプレクサ23,24のそれぞれの出力
と、ディジタル式の等化器／検波器30のそれぞれの入力
との間に配置される。
説明されている実施例で伝送されるデータについて
は、所定数のデータビットが１つのデータフレーム中で
組み合わされうる。受信データ信号から復元されるフレ
ーム同期信号によって、カウンタ25が計数を開始する時
点では容易にデータフレームの開始と同期させられる。
その結果、２つのマルチプレクサの第１の入力は、常に
例えば各データフレームの第１のデータビットにおいて
つなげられるようにできる。
は、所定数のデータビットが１つのデータフレーム中で
組み合わされうる。受信データ信号から復元されるフレ
ーム同期信号によって、カウンタ25が計数を開始する時
点では容易にデータフレームの開始と同期させられる。
その結果、２つのマルチプレクサの第１の入力は、常に
例えば各データフレームの第１のデータビットにおいて
つなげられるようにできる。
図示しないある実施例では、等化器／検波器30の等化
部分は、一般に適応等化器と称される形式である。再帰
的な適応又は前処理を受けた直交成分Ｉ′及びＱ′の観
察に基くチャンネル推定により、等化器／検波器は自身
を伝送路の伝送特性に適応せしめる。
部分は、一般に適応等化器と称される形式である。再帰
的な適応又は前処理を受けた直交成分Ｉ′及びＱ′の観
察に基くチャンネル推定により、等化器／検波器は自身
を伝送路の伝送特性に適応せしめる。
適応等化器／検波器が用いられる場合カウンタ又はマ
ルチプレクサのフレーム同期化はそれぞれ不要である。
この場合、マルチプレクサの位相進み又は位相遅れは適
応等化器／検波器に対して90゜の倍数の一定の位相シフ
トとなるが、これは等化器／検波器により適応手続中に
伝送路中で発生する一定の位相シフトであるかのように
して打消される。
ルチプレクサのフレーム同期化はそれぞれ不要である。
この場合、マルチプレクサの位相進み又は位相遅れは適
応等化器／検波器に対して90゜の倍数の一定の位相シフ
トとなるが、これは等化器／検波器により適応手続中に
伝送路中で発生する一定の位相シフトであるかのように
して打消される。
第２図は、ベースバンド変換器100と、適応等化器／
検波器300と、第１及び第２の前処理ユニット201,202
と、チャンネル推定装置400とからなる。２進被角度変
調データ信号の等化及び復調配置の一実施例を示す。前
処理ユニット201,202は両方とも、第１実施例で既述の
前処理ユニット20と動作が対応する。
検波器300と、第１及び第２の前処理ユニット201,202
と、チャンネル推定装置400とからなる。２進被角度変
調データ信号の等化及び復調配置の一実施例を示す。前
処理ユニット201,202は両方とも、第１実施例で既述の
前処理ユニット20と動作が対応する。
伝送信号の各データフレームは、トレーニング信号と
して一定のビット系列を含む。この既知のトレーニング
信号によって、伝送路で発生する信号歪は詳細に記録さ
れて評価される。２つの直交成分Ｉ及びＱは、一方では
直接チャンネル推定装置400へ供給され、他方では第２
の前処理ユニット201を介して適応等化器／検波器300へ
供給される。チャンネル推定装置400は、２つの直交成
分Ｉ及びＱ内に歪んで含まれているトレーニング信号を
評価し、公知の方法で瞬時チャンネルインパルスレンポ
ンスの推定を出力する。このチャンネルインパルスレス
ポンスも２つの直交成分ｉ及びｑからなる。これら２つ
の直交成分は第２の前処理ユニット202へ供給され、そ
こで前述の方法で反転及び交換されて２つの信号ｉ′及
びｑ′が発生される。これらの前処理を受けた信号成分
ｉ′及びｑ′は、適応等化器／検波器300の調整入力へ
供給される。これらの信号を用いて適応等化器／検波器
300の計数は、伝送路で発生する信号歪がなくなるか考
慮されるようにして調整される。
して一定のビット系列を含む。この既知のトレーニング
信号によって、伝送路で発生する信号歪は詳細に記録さ
れて評価される。２つの直交成分Ｉ及びＱは、一方では
直接チャンネル推定装置400へ供給され、他方では第２
の前処理ユニット201を介して適応等化器／検波器300へ
供給される。チャンネル推定装置400は、２つの直交成
分Ｉ及びＱ内に歪んで含まれているトレーニング信号を
評価し、公知の方法で瞬時チャンネルインパルスレンポ
ンスの推定を出力する。このチャンネルインパルスレス
ポンスも２つの直交成分ｉ及びｑからなる。これら２つ
の直交成分は第２の前処理ユニット202へ供給され、そ
こで前述の方法で反転及び交換されて２つの信号ｉ′及
びｑ′が発生される。これらの前処理を受けた信号成分
ｉ′及びｑ′は、適応等化器／検波器300の調整入力へ
供給される。これらの信号を用いて適応等化器／検波器
300の計数は、伝送路で発生する信号歪がなくなるか考
慮されるようにして調整される。
適応等化器／検波器の第２図に示される実施例では、
前処理ユニット201及び202のそれぞれのカウンタ及びマ
ルチプレクサはデータフレームと絶対的に同期している
必要はない。しかし前処理ユニット201及び202のそれぞ
れのカウンタ及びマルチプレクサは、互いに同期してい
なければならない。つまり、それらの初期状態は各デー
タフレームにおいて互いに一定の関係になければならな
い。
前処理ユニット201及び202のそれぞれのカウンタ及びマ
ルチプレクサはデータフレームと絶対的に同期している
必要はない。しかし前処理ユニット201及び202のそれぞ
れのカウンタ及びマルチプレクサは、互いに同期してい
なければならない。つまり、それらの初期状態は各デー
タフレームにおいて互いに一定の関係になければならな
い。
プログラム制御信号プロセッサも等化及び復調を行な
うのに好適である。信号成分を前処理することで、これ
らの前処理が信号プロセッサ自身により行なわれること
が可能であるため、決定的な利点が得られる。計算の費
用及び設計努力が低減するため、ハードウェア及び／又
はソフトウェアが減少し、また信号処理時間も短縮され
る。
うのに好適である。信号成分を前処理することで、これ
らの前処理が信号プロセッサ自身により行なわれること
が可能であるため、決定的な利点が得られる。計算の費
用及び設計努力が低減するため、ハードウェア及び／又
はソフトウェアが減少し、また信号処理時間も短縮され
る。
第１図は本発明の実施例を示す図、第２図は適応等化器
／検波器からなる実施例を示す図である。 10,100……ベースバンド交換器、20,201,202……前処理
ユニット、21.22……インバータ、23,24……マルチプレ
クサ、25……カウンタ、30……等化器／検波器、300…
…等化等化器／検波器、400……チャンネル推定装置。
／検波器からなる実施例を示す図である。 10,100……ベースバンド交換器、20,201,202……前処理
ユニット、21.22……インバータ、23,24……マルチプレ
クサ、25……カウンタ、30……等化器／検波器、300…
…等化等化器／検波器、400……チャンネル推定装置。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/18 H04B 7/005 H04L 27/00
Claims (11)
- 【請求項１】ベースバンドにおける受信被変調データの
直交成分の両方を発生するベースバンド交換器と、もと
の２進データ信号を復元するようベースバンド直交成分
の両方が供給される等化器／検波器とからなる、変調指
数ｈ＝0.5の２進連続位相被角度変調データ信号の等化
復調配置であって、ベースバンド変換器と等化器／検波
器との間に、ベースバンド直交成分により表わされる被
変調データ信号が所定方向に離散的間隔前進する位相回
転に対応する信号処理を行なう前処理ユニットを挿入
し、被変調データ信号に含まれる２進データ信号のビッ
ト間隔毎の離散的位相回転間隔の大きさは90゜であるこ
とを特徴とする等化復調配置。 - 【請求項２】等化器／検波器は適応等化器／検波器とし
て実現され、前処理を受けた直交成分から、調整信号と
して適応等化器／検波器へ直接供給される２つの直交成
分からなる瞬時チャンネルインパルスレスポンスの推定
を発生するチャンネル推定装置を設けたことを特徴とす
る請求項１記載の等化復調配置。 - 【請求項３】等化器／検波器は適応等化器／検波器とし
て実現され、直交成分から、調整信号を得るために第２
の前処理ユニットを介して適応等化器／検波器に供給さ
れる２つの直交成分からなる瞬時チャンネルインパルス
レスポンスの推定を発生するチャンネル推定装置が設け
られ、２つの前処理装置は互いに同期して同一の信号処
理動作を行なうことを特徴とする請求項１記載の等化復
調配置。 - 【請求項４】直交成分は前処理ユニットにおいてクロッ
クの速さで処理され、第１のクロック期間では直交成分
は両方ともそのまま送られ、後続の第２のクロック期間
では２つの直交成分の一方が反転され第３のクロック期
間では直交成分の両方が反転され、第４のクロック期間
では第２のクロック期間では反転されなかった直交成分
が反転され、第２と第４のクロック期間では前記反転の
ほかに２つの直交成分の交換がされることを特徴とする
請求項１乃至３のいずれか一項記載の等化復調装置。 - 【請求項５】クロックの期間の長さは、直交成分に含ま
れる２進データ信号のビット期間の長さに対応すること
を特徴とする請求項４記載の等化復調配置。 - 【請求項６】前処理ユニットは、ベースバンド変換器の
第１の出力に接続される入力を有する第１のインバータ
と、ベースバンド変換器の第２の出力に接続される入力
を有する第２のインバータと、それぞれモジュロ４カウ
ンタにより制御される４つの入力及び等化器／検波器の
入力へ接続される出力を有する２つのマルチプレクサと
より形成されることを特徴とする請求項１乃至５のいず
れか一項記載の等化復調配置。 - 【請求項７】モジュロ４カウンタはフレーム同期信号に
より制御されることを特徴とする請求項６記載の等化復
調配置。 - 【請求項８】第１のマルチプレクサの第１の入力はベー
スバンド変換器の第１の出力へ接続され、第２のマルチ
プレクサの第１の入力はベースバンド変換器の第２の出
力に接続され、第１のマルチプレクサの第２の入力は第
２のインバータの出力に接続され、第２のマルチプレク
サの第２の入力はベースバンド変換器の第１の出力に接
続され、第１のマルチプレクサの第３の入力は第１のイ
ンバータの出力に接続され、第２のマルチプレクサの第
３の入力は第２のインバータの出力に接続され、第１の
マルチプレクサの第４の入力はベースバンド変換器の第
２の出力に接続され、第２のマルチプレクサの第４の入
力は第１のインバータの出力に接続されることを特徴と
する請求項６記載の等化復調配置。 - 【請求項９】第１のマルチプレクサの第１の入力はベー
スバンド交換器の第１の出力へ接続され、第２のマルチ
プレクサの第１の入力はベースバンド変換器の第２の出
力に接続され、第１のマルチプレクサの第２の入力はベ
ースバンド変換器の第２の出力に接続され、第２のマル
チプレクサの第２の入力は第１のインバータの出力に接
続され、第１のマルチプレクサの第３の入力は第１のイ
ンバータの出力に接続され、第２のマルチプレクサの第
３の入力は第２のインバータの出力に接続され、第１の
マルチプレクサの第４の入力は第２のインバータの出力
に接続され、第２のマルチプレクサの第４の入力はベー
スバンド変換器の第１の出力に接続されることを特徴と
する請求項６記載の等化復調配置。 - 【請求項１０】等化器／検波器は、２進０゜/180゜位相
偏移変調で変調されたデータ信号に適する等化器／検波
器であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一
項記載の等化復調配置。 - 【請求項１１】等化器／検波器は、２進パルス振幅変調
されたデータ信号に適する等化器／検波器であることを
特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項記載の等化復
調配置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3823374A DE3823374A1 (de) | 1988-07-09 | 1988-07-09 | Vorrichtung zur entzerrung und demodulation winkelmodulierter datensignale |
| DE3823374.6 | 1988-07-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0272727A JPH0272727A (ja) | 1990-03-13 |
| JP2865710B2 true JP2865710B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=6358375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1175382A Expired - Fee Related JP2865710B2 (ja) | 1988-07-09 | 1989-07-06 | 変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5014283A (ja) |
| EP (1) | EP0350999B1 (ja) |
| JP (1) | JP2865710B2 (ja) |
| CA (1) | CA1297170C (ja) |
| DE (2) | DE3823374A1 (ja) |
| FI (1) | FI893296A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989012367A1 (en) * | 1988-06-06 | 1989-12-14 | Motorola, Inc. | Synchronous receiver for minimum shift keying transmission |
| SE464437B (sv) * | 1989-08-25 | 1991-04-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod i en mogilradiomottagare foer att reducera mottagarens effektbehov |
| DE3938126A1 (de) * | 1989-11-16 | 1991-05-23 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit direkter quadratur-abtastung des eingangssignals |
| FR2689712B1 (fr) * | 1992-04-03 | 1994-08-19 | Alcatel Telspace | Dispositif de démodulation de signaux numériques modulés selon une technique à constellations de modulation alternées. |
| US5841817A (en) * | 1995-10-27 | 1998-11-24 | Adc Telecommunications, Inc. | Apparatus and methods for signal recovery in a digital communication system |
| DE19732894C2 (de) | 1997-07-30 | 1999-11-11 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnungen zum schnellen Synchronisieren zweier Trägersignale |
| DE19732895C2 (de) * | 1997-07-30 | 1999-05-12 | Siemens Ag | Anordnung zur schnellen digitalen Erzeugung eines digitalen Signals mit vorgebbarer Phasenlage mit Hilfe eines Referenz-Trägersignals |
| DE19827029A1 (de) * | 1998-06-17 | 1999-12-30 | Siemens Ag | Demodulation durch Phasenverschiebung eines Lokaloszillators |
| US7079574B2 (en) | 2001-01-17 | 2006-07-18 | Radiant Networks Plc | Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks |
| US6628707B2 (en) | 2001-05-04 | 2003-09-30 | Radiant Networks Plc | Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks |
| EP2218231A2 (en) * | 2007-11-21 | 2010-08-18 | Imec | Frequency domain equalization method for continuous phase modulated signals |
| JP6325942B2 (ja) * | 2014-08-07 | 2018-05-16 | 株式会社東芝 | 無線通信装置および集積回路 |
| US9276704B1 (en) * | 2014-12-15 | 2016-03-01 | Intel Corporation | Maximum likelihood sequence detection in the phase domain |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3947768A (en) * | 1975-01-08 | 1976-03-30 | International Business Machines Corporation | Carrier-modulation data transmission equalizers |
| FR2546001B1 (fr) * | 1983-05-10 | 1985-07-05 | Thomson Csf | Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires |
| CH669489A5 (ja) * | 1986-01-17 | 1989-03-15 | Bbc Brown Boveri & Cie | |
| US4716577A (en) * | 1986-07-07 | 1987-12-29 | Rockwell International Corporation | Autoequalizer |
-
1988
- 1988-07-09 DE DE3823374A patent/DE3823374A1/de not_active Withdrawn
-
1989
- 1989-07-06 CA CA000604887A patent/CA1297170C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-07-06 FI FI893296A patent/FI893296A/fi not_active IP Right Cessation
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