JPS6282830A - 判定帰還による符号間干渉除去方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、波形伝送に際して発生する符号間干渉を除去
するための判定帰還による符号間干渉除去方法及び装置
に関する。

（従来の技術） 波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等化上が知られている〇（アイイーイ
ーイー−トランザクションズ・オン・コミュニケイショ
ンズ（ＩＨＥｇ　ＴＲＪ’Ｊ８ＡＣＴＩＯＮＳＯＮ　Ｃ
ＯＭＭＴＪＮＩＣＡＴＩＯＮＳ　）　３２巻３号、１９
８４年、２５８〜２６６ページロ） 第８図に、判定帰還型等化器の従来列を示す。

ここで、第８図の回路は伝送路を介して送信側と接続さ
れている。ここでは、簡単のため、ベースバンド伝送を
仮定して説明する◎ 第８図において、入力端子ｌには伝送路から符号間干渉
を含んだ受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号からアダ
プティブ・フィルタ５で生成された擬似符号間干渉を差
し引いた差信号（＝残留符号間干渉を含む受信信号、〔
残留符号間干渉〕＝〔符号間干渉〕−〔擬似符号間干渉
〕）が得られ、判定器３、減算器６に供給される。判定
器３では減ｎ器２の出力から受信信号データを判定し、
その判定結果を出力端子４と自動利得調整器（以下、Ａ
ＧＣと銘記）７とアダプティブ−フィルタ５に供給する
。アダプティブ・フィルタ５で適応的に生成された擬似
符号間干渉は、減算器２の一方の入力として供給される
。ＡＧＣ７に供給された判定器３の出力信号はｒ倍され
て減算器６に入力される０ことでγは正数とするＯ　Ａ
ＧＣ７から減算器６に供給された信号は、減算器６に供
給された差信号から減算され、制御信号としてＡＧＣ７
に帰還されるｏ　Ａ　Ｇ　Ｃ７では、減算器６から帰還
された信号を用いて減算器６の出力が残留符号間干渉に
等しくなるようにｒを修正する。

すなわち、減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路は
減算器２の出力であるＭ信号中の残留符号間干渉だけを
抽出するように動作する。これは、ＡＧＣ７において減
算器６の出力信号と判定器３の出力信号の相関をとるこ
とにょヤ、ＡＧＣ７の出力信号の利得を適応的に定める
ことで実現される。減算器６の出力である残留符号間干
渉はアダプティブ・フィルタ５にも供給され、係数更新
に使用される□減算器２、判定器３、アダプティブ・フ
ィルタ５からなる閉ループ回路は、入力端子１に供給さ
れる受信信号中の符号間干渉を除去するように動作する
。

（発明が解決しようとする問題点） 前記アダプティブ−フィルタ５が適応動作を行なうため
にはアダプティブ・フィルタ５に正しく残留符号間干渉
が供給される心安がある。ところが、減算器２の出力信
号である差信号には残留符号間干渉以外の信号も含まれ
ているので、減算器２の出力信号を直接アダプティブ・
フィルタ５に供給したと仮定すると、アダプティブ・フ
ィルタ５の適応能力が失われることになる。そこで、従
来は第８図に示したように、減算器６、ＡＧＣ７を付加
して減算器２の出力信号である差信号から擬似的な残留
符号間干渉以外の信号を差し引くことにより、アダプテ
ィブ・フィルタ５の適応動作を保証するという方法が用
いられて来た。ところが、従来の制御方法では、ＡＧＣ
７が必要になるとともに、十分な符号間干渉抑圧度を得
るためには、減算器６にＡＧＯ７から供給される符号間
干渉を含まない受信信号を望ましいレベルに保つという
複雑な制御を必要としノ九−ドウェア規模が大きくなる
という欠点があったＯまた、従来の判定帰還型等化上は
、過去の送出シンボル波形の系列に起因する符号間干渉
は除去できるが、シンボル波形内の干渉を除去すること
は不可能であったＯ本発明の目的は、簡単で、ノ１−ド
ウエア規模が小さい、判定帰還による符号間干渉除去の
方法及び装置を提供することＫある０また１本発明の他
の目的は、過去の送出シンボル波形の系列に起因する符
号間干渉の除去のみならず、シンボル波形内の干渉も除
去することのできる判定帰還による符号間干渉除去の方
法及び装置を提供することにある０ （問題点を解決するための手段） 本発明によれば、波形伝送時に発生する符号間干渉を除
去する際に、符号間干渉を含んだ受信信号から擬似符号
間干渉を差し引いて差信号を得た後、該差信号と該差信
号を遅延させた遅延信号を加算もしくは減算して残留符
号間干渉を求め、該残留符号間干渉の極性と前記差信号
の極性とのいずれか一方をテンブリング位相と前記差信
号を復１４して得られる復調データ系列に基づいて選択
して得た誤差信号と前記復調データ系列を受け、前記残
留符号間干渉の極性を選択した場合には前記復調データ
系列の特定パターンを検出したときだけ係数を更新する
第１のアダプティブ・フィルタと、前記復調データ系列
と前記復調データ系列に基づいて選択して得た前記差信
号の極性を受け、前記復調データ系列が特定の値になる
時だけ係数を更新するｔｇ２のアダプティブ会フィルタ
を少なくとも備え、前記第１、第２のアダグチイブ−フ
ィルタの出力を加算して前記擬似符号間干渉を生成する
ことを特徴とする判定帰還による符号前干渉除去方法が
得られる。

また、本発明によれば、波形伝送時に発生する符号間干
渉を除去する際に、受１ｇ信号と第１の擬似符号間干渉
との差を得るための減算器と、前記受信信号を受け復調
データを作り出す判定器と、該判定器から供給される前
記復調データ及び第１の誤差信号を受け適応的に第２の
擬似符号間干渉を生成するための第１のアダグチイブ・
フィルタと、前記減算器の出力を標本化して保持するた
めの縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回路と
、前記減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホー
ルド回路の出力との和又は差を得るための演算器と、該
演非器の出力信号の極性を検出する第１の極性検出回路
と、前記極性検出回路の出力と零のいずれかを選択する
第１のセレクタと。

前記復調データを受けて該第１のセレクタを制御する信
号を発生するパターン・チェック回路と、前記減算器の
出力信号の極性を検出する第２の極性検出回路と、前記
判定器から供給される前記復調データ及び第２の誤差信
号を受け適応的に第３の擬似符号間干渉を生成するため
の第２のアダグチイブ・フィルタと、前記復調データを
受け次のシンボル波形の前半部の極性を予測する予測回
路と、前記第２の擬似符号間干渉と前記第３の擬似符号
間干渉を加算して前記第１の擬似符号間干渉を生成する
加算器と、前記第２の極性検出回路の出力と零のいずれ
かを前記復調データに基づいて選択する第２のセレクタ
と、前記第１のセレクタの出力と前記第２の極性検出回
路の出力のいずれかを前記復調データに基づｂて選択す
る第３のセレクタと、前記第２の極性検出回路の出力と
前記第１のセレクタの出力と前記第３のセレクタの出力
のいずれかを前記受信信号波形の位相に基づいて選択す
る第１のスイッチと、前記第２の極性検出回路の出力を
前記受信信号波形の位相に基づいて前記第１のスイッチ
又は前記第２及び第３のセレクタに分配する第２のスイ
ッチを具備し、前記第１のスイッチの出力を前記第１の
誤差信号として前記第１のアダプティブ・フィルタに帰
還し、前記第２のセレクタの出力を前記第２の誤差信号
として前記第２のアダプティブ・フィルタに帰還するこ
とを特徴とする判定帰還による符号間干渉除去装攪が得
られる。

（作　用） 本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号間干渉を含
まない受信信号を生成し、差信号から差し引くという従
来の方法とは異な夛、受信信号のアイ・パターンの特性
に注目し残留符号間干渉が伝送路符号によりて定まるあ
る確率で正確に抽出されるように構成した口即ち二値符
号系を含む伝送路符号の受信信号アイ拳パターンの特性
によれば、現在のサンプル値と１１秒（ｉは正整数、Ｔ
はデータ周期）前のサンプル値がほぼ同一の値又は、逆
極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の最小値
は零でないある正の値をとる。従って、差信号（＝残留
符号間干渉を含んだ受信信号）について現在のサンプル
値とｉＴ秒前のサンプル値の和又は差をとることによシ
、零でないある正の確率で、残留符号間十渉成分だけを
抽出することができる。それゆえ、その和又は差を誤差
信号として用い、残留符号間干渉が正しく抽出されたと
きだけ係数更新を行なえば、アダプティブ・フィルタの
適応動作が保征される。また、本発明はシンボル波形内
の干渉を除去するための１タツプの７ダプテイプ・フィ
ルタを備えることにより従来の方法では不可能であった
シンボル波形内の干渉を除去出来るように構成されてお
シ、従来に比べてクロック・ジッタに対する耐力が高１
シ、性能向上をはかることができる。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について、詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉を含
んだ受信信号が供給され、減算器２に供給される。最初
に、伝送路符号について説明する■ 第２図に伝送路符号の一例としてＭ８Ｋ（ミニマム・シ
フト−キーインク）符号の送出シンボル波形と状態遷移
を示す。第２図に示したように、ＭＳＫ符号では４ｆｌ
ｊ！類の送出シンボル波形を用意する。即ち％　′０”
及び＠１”のデータに対し、それぞれ極性の反転した＠
０”モードと＠１”モードの２釉類の波形を用意する。

これら４種類の状態遷移は、第２訝挨い矢印で示されて
おり、現時点のモードは１シンボル前のモードにより決
定される。

このＭＳＫ符号は送出シンボル波形の境界にて必ず極性
が反転するという性質を持っている。なお、Ｍ８に符号
では、データ”１”に対しては１シンボル内で正負のバ
ランスが取れているが、データ′ＲＯ”に対しては、正
負がバランスしていない。しかし、第２図の状態遷移を
示す太い矢印の方向から明らかなように１連続するデー
タ系列内で１０”が偶数個存在すれば正負のバランスは
取れており。

直流成分はほとんど無視できる。第２図に示した伝送路
符号が伝送路を通って伝送され、符号間干渉を受けて第
１図の入力端子１に入力される。

減算器２において加算器１９の出力である擬似符号間干
渉を差し引かれて得られた差信号（＝残留符号間干渉を
含んだ受信信号）は、判定器３、サンプル・ホールド回
路８ｔｙ８！ｔ・・１８　　（ｐ＝　ｒＸＲ）の縦続接
続から成るブロック及び加算器９に供給される。判定器
３は、Ｔ秒毎に受信されたシンボル波形に対応したデー
タとモードを判定し、その出力は出力端子４とパターン
−チェック回路１２とセレクタ１４及び１７とアダプテ
ィブ・フィルタ５に供給される。アダプティブ・フィル
タ５、加算器１９％減算器２．サンプル・ホールド回路
８１，８□、・・・、８ｐの縦続接続から成るブロック
。

加算器９、極性検出回路１０１．セレクタ１ニ・フィル
タ５の適応動作を実現するものであシ、パターン中チェ
ック回路１２ｆｄ係数更新を選択的に行なうように該閉
ループ回路を制御する。セレフタ１１は、パターン・チ
ェック回路１２からの信号に基づいてパターンΦチェッ
ク回路１２の出力と零のいずれかを選択してスイッチ１
３に供給する０スイツチ１３は、サンプリング位相に基
づいてセレクタ１１の出力、又はセレクタ１４の出力、
又はスイッチ１６の出力を選択し、アダ７°ティブ・フ
ィルタ５に供給する。次に、加算器９の出力と、減算器
２の出力である差１ｇ号中の残留符号間干渉との関係に
ついて詳細に説明する。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。同図に示すように、受
信信号アイ・ノくターンは、高域成分が除去され丸みを
帯びたものとなる。本来、受信信号アイ・パターンには
符号間干渉成分が含まれているが、最初説明を簡単にす
るために図示したアイ・パターンは波形等化が理想的に
行なわれた場合で、符号間干渉成分を含まない屯のとす
る。

第３図に示した受信信号アイ・ノ（ターンの特性によれ
ば、現在の受信信号波形とｉシンボル（Ｉは正整数）前
の受信信号波形のデータが一致し、モードが異なるとき
％　ｉシンボル前の受信信号波形を現在の受信信号波形
に加算することによって受信信号を、１０殺することか
できる。従って、伝送路符号としてＭＳＫを用いた場合
、受信信号の相殺は１／４の確率で行なわれる。ここで
、理想的でない場合について考えると、受信信号には残
留符号間干渉成分が含まれる０残留符号間干渉成分につ
いて考えると、現在の残留符号間干渉成分とｉシンボル
前の残留符号間干渉成分とは無相関であるから、ｉシン
ボル前の残留符号間干渉成分はランダム雑音とみなすこ
とができるＯｉシンボル前の残留符号間干渉成分の振幅
分布は正負対称であシ、振幅ｄが１ｃｉｔ＜δ（ただし
Ｏ≦δ）となる確率は零でなく、ある正の値をとる。従
って、加算器９の出力信号として残留符号間干渉成分だ
けが抽出される確率は零でないある正の値をとることが
わかる。また、一般に残留符号間干渉成分の大きさは受
信信号に対して十分率である。従って、第３図に示した
波形を、理想的でない場合も含めて受信信号波形とみな
して差し支えない。それゆえ、加算器９の出力を用いて
アダプティブ・フィルタ５を制御すれば、アダプティブ
・フィルタ５の適応動作に妨害を与える受信信号が相殺
され、アダグチイブ・フィルタ５の適応動作が保証され
ることになる。なお、現在の受信信号波形とｉシンボル
（ｉは正整数）前の受信信号波形のデータが一致し、モ
ードが異なるという条件が満足されない場合は、第１図
のアダプティブ・フィルタ５の制御は正しく行なわれな
い。従って、アダプティブ・フィルタ５を正しく制御す
るためには、受信信号波形のデータとモードをチェック
し、受信信号が相殺されないとき釦は、アダプティブ・
フィルタ５の係数更新を停止する必要がある。この係数
更新の制御は、パターン・チェック回路１２とセレクタ
１１によって実現されるＯ パターン・チェック回路１２は現在の受信信号波形とｉ
Ｔ秒前の受信信号波形のデータが等しくモードが異なる
ことを検出し、それ以外の場合はアダプティブ・フィル
タ５の係数更新を停止するためのもので、第４図に示す
回路で実現できるＯ第４図の入力信号５１は第１図の判
定器３の出力信号であるデータ信号に、入力信号５２は
モード信号に等しい。なお、第１図において、判定器３
とパターン−チェック回路１２％判定器３とアダプティ
ブ・フィルタ５を結ぶ経路は１本の線で表示しであるが
、Ｍ８に符号を採用した場合にはデータ信号とモード信
号に対応する２本の経路を表わす。ｉＴ秒の遅延を与え
る遅延素子５３と否定排他的論理和回路（ＸＮＯＲ）　
５５によって、現在の信号とｉＴ秒前の信号のデータ信
号が一致するかどうかが調べられる。これは、入力信号
５１と入力信号５１を遅延素子５３でｉＴ秒遅延させた
値の否定排他的論理和をＸＮ０Ｒ５５でとることによシ
実現されるｏ　ＸＮＯ几５５の出力は論理積回路（ＡＮ
Ｄ）５９の一方の入力となる０同様にして入力官制２と
遅延素子５６でｉＴ秒遅延した値の排他的論理和をとり
、出力をＡＮＤ５９のもう一方の入力とする。λＮＤ５
９はデータ信号の一致出力とモード信号の不一致出力の
論’ｆＭｔ５をとシ出力信号６ｏとする。出力信号６０
は第１図のパターン・チェック回路１２からセレクタ１
１に供給される信号に等しい。なお、ｉＴ妙の遅延を与
える遅延素子５３゜５６は７リツプ・７０ツブをｉ個直
列接続することによシ、実現される。

セレクタ１１はパターン・チェック回路１２から制御信
号を受け、該制御信号によシ加算器９の出力又は零を選
択してアダプティブ・フィルタ５に供給する０セレクタ
１１が加算器９の出力信号をアダプティブ・フィルタ５
に供給するのは、既に説明したように、現在の受信信号
波形とｉＴ秒前の受信信号波形のデータが一致し、モー
ドが異なることをパターン・チェック回路が検出したと
きである。セレクタ１１とパターン・チェック回路１２
により、正確に残留符号間干渉だけが抽出されたときは
該残留符号間干渉が、その他の場合は零がセレクタ１１
の出力に得られる。

一方、減算器２の出力である差信号は極性判定回路１５
にも供給されておシ、差信号の極性が検出された後、ス
イッチ１６の入力となる。スイッチ１６は４個の出力接
点を持っておシ、７８秒（几は正整数で、Ｒ＝４と仮定
する）毎に第一の出力接点から第４の出力接点まで第１
図の矢印の方向に順に切シ替えて、出力する。同図の左
から順に第１．第２．第３．第４の出力接点とし、１秒
毎にこの動作を繰シ返す。スイッチ１６の動作のサンプ
リング位相は第３図に示されてお）、同図のｅｏｔ　ｔ
ｌｔ　ｆｔｔ　ｔ、がそれぞれｇｉ図のスイッチ１６の
第１．第２．第３．第４の出力接点のサンプリング位相
に対応している。スイッチ１６の第３の出力接点の出力
はセレクタ１４の入力の一つとして供給される。また、
セレクタ１４の他方の入力としては、セレクタ１１の出
力が供給されている。一方、セレクタ１４には制御信号
として、判定器３の判定結果であるデータ信号が入力さ
れておシ、データ信号が＠１”のときには、スイッチ１
６の第３の出力接点の出力を選択して出力し、データ信
号が１０”のときには、セレクタ１１の出力を選択して
出力する。すなわち、第３図の出力波形から明らかなよ
うに、データ信号が＠１”のときには、シンボルの中心
に零交差点を持つから第１図に示すスイッチ１６の第３
の出力接点の出力が残留符号間干渉成分となるのに対し
、データ信号が１０＃のときには、シンボルの中心では
零交差点を持たないので、セレクタ１１の出力が残留符
号間干渉となる０従って、セレクタ１４の出力は、サン
プリング位相１１の残留符号間干渉成分としてスイッチ
１３の第３の入力接点に供給される。スイッチ１３は％
４個の入力接点を有するスイッチであう、スイッチ１６
に同期して、Ｔ／Ｒ秒（但し、ここでは几＝４と仮足す
るＯ）母に第１の入力接点から第４の入力接点まで第１
図の矢印の方向に順に入力が切シ替えられる。同図の左
から順に第１、第２．第３．第４の入力接点とし、１秒
毎にこの動作を繰り返す０第３図に示す１０＊　’Ｉｔ
　ｌ！＊ｔ、、がそれぞれ第１図のスイッチによる第１
．第り第３１第４の入力接点のサンプリング位相に対応
している。スイッチ１３の第１の入力接点にはスイッチ
１４の第１の出力接点の出力が、第２、及び第４の入力
接点にはセレクタ１１の出力が、第３の入力接点には前
述のようにセレクタ１４の出力が、それぞれ供給されて
いる。第３図に示すように、サンプリング位相ｔ、及び
ｔ、では、零交差点は生じないから、第１図のセレクタ
１１の出力として得られる残留符号間干渉成分を利用し
て、アダプティブ・フィルタ５のタップ係数の更新を選
択的に行なう０セレクタ１１において零を選択するとい
うことは、タップ係数の更新が行なわれないことを意味
し、残留符号間干渉成分が得られない場合に相当する。

また、サンプリング位相ｔ。

では、データ信号１０”及び１１＠に対応した残留符号
間干渉成分がセレクタ１４の出力に得られ、スイッチ１
３の第３の入力接点に供給される０従って、スイッチ１
３の出力として、各サンプリング位相において、タップ
係数の更新に必要な残留符号間干渉成分が得られ、アダ
プティブ−フィルタ５に供給される。以上の説明ではＲ
＝４としたが、几が２以上の任意の整数でもよいことは
明らかである。次に、アダプティブ会フィルタ５につい
て詳細に説明する。

第５図は、第１図のアダプティブ―フィルタ５の詳細ブ
ロック図を示したものである。第５図における入力信号
１０６及び１０６′は、それぞれ第１図の判定器３の出
力であるデータ信号とモード信号に対応している。また
、第５図における入力信号１０７及び出力信号１０８は
それぞれ第１図のスイッチ１３の出力信号及びアダプテ
ィブ・フィルタ５の出力信号に対応している。入力信号
１０６は、遅延素子１００１、乗算器１０１ｏ、　１０
１□、−、１０１Ｒ−１及び係数発生器１０２ｏ、　　
１０２、・・−、１０２Ｒ−１に供給される０まだ、入
力信号１０６′は、遅延素子１００シ及び係数発生器１
０２ｏ、　１０２□、・・・ｅ　１０２，１に供給され
る。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００□、１００□、・・
・。

１００Ｎ／、１及びｔｏｏｋ、　１００Ｑ、・・・ｅ　
　１００Ｎ／ｌ−１は、との順番に接続されており、各
々フリップ・７０ツブで実現することができる。ここで
、タップ数Ｎ及び補間定数比は正の整数であり、几はＮ
の約数とする口また、入力信号１０６及び１０６′のデ
ータ周期はＴ秒である。遅延素子１００．（ｉ−１，２
，・・・。

Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１ｊ、　１
０１ｊ＋、。

・・・、、１０１　、。Ｒ−１及び係数発生器１０２ｊ
、　１０２ｊ＋４．・・・。

１０２、＋Ｒ−，に供給される。また、遅延素子１００
．’（１＝１．２．・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれ
ぞれ、係数発生器１０２．　、１０２ｊや１．・・・、
　１０２ｊ＋、−０に供給される。但し、ｊ　＝　ｉ　
Ｘ几である。乗算器１０１ｋ。

１０１、＋Ｒ，・・・、　１０１１＋Ｈ−１（１（＝＝
Ｑ、　　Ｌ　・・・、几−１）ではそれぞれ係数発生器
１０２に、１０２に＋Ｒ９・・・ｗ　ｉｏ２．＋Ｎ−１
１１の出力である各係数と入力モード信号（＋１又は−
１）が掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器１０３
ｋに入力されて加算される。８個の加算器１０３ｏ。

１０３　　・・・、　１０３．１の出力はスイッチ１０
４の入力接１＃ 点となる０スイツチ１０４はＴ秒を周期とする多接点ス
イッチであり％　凡例の加算器１０３ｏ、　１０３□、
・・・。

１０３．１の出力をこの順にシー秒毎に選択して出力し
、出力信号１０８とする。従って、出力信号１０８は過
去の送出データ系列に起因した棲似符号間干渉であり、
　Ｔ／Ｒ秒毎に発生されるａ一方、スイッチ１０４と同
期して動作するスイッチ１０５はスイッチ１０４と入出
力が逆転している０即ち、スイッチ１０５は入力信号１
０７をＴ／Ｒ秒毎に８個の接点に順番に分配する機能を
果たす。スイッチ１０５の各綻接点出力は、同期して動
作するスイッチ１０４に対応した接点に入力される信号
経路に存在する係数発生器に供給されている。次に、係
数発生回路について詳細に説明する。

第６図は第５図の係数発生器１０２．　（１＝０．１゜
・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである
。

第６図の入力信号２００は第５図の入力信号１０６又は
遅延素子１００□、　１００２．・・・、　１００Ｎ、
□−１の出力信号に対応している０同様に、第６図の入
力信号２００′は第５図の入力信号１０６′又は遅延素
子ｉｏｏ＜、　１００４゜・・・＊　１００，７Ｒ−１
の出力信号に対応してｂる。また、第６図の入力信号２
０１は、第５図におけるスイッチ１０５の接点出力に対
応している０さらに％第６図の出力信号２０９は第５図
における係数発生器１０２□の出力に対応している。第
６図において、１０”又は１１”を示すデータ信号２０
０はセレク久０４゜２０５及び２０８の各々の制御信号
として供給される。

また、データ信号２００に対応した＠０”又は”１”を
とるモード信号２００′は乗算器２０２０入力の一つと
して供給される。一方、乗算器２０２の他方の入力とし
ては、残留符号間干渉成分だけから成る誤差信号２０１
が供給されている。乗算器２０２では、モード信号２０
０′と誤差信号２０１が掛けられた後、その乗算結果は
加算器２０３の一方の入力として供給される。ここで、
Ｔ秒の遅延を与える遅延素＋２０６及び２０７は、各々
データ信号２００の０′″及び＠１′に対応した係数メ
モリであシ、その出力は共にセレクタ２０８の入力とし
て供給される。一方、セレクタ２０８には、制御信号と
してデータ信号２００が入力されており、データ信号２
００が＠Ｏ”のときには遅延素子２０６の出力である１
０′に対応した係数を選択して出力し、データ信号２０
０が１１″のときには、遅延素子２０７の出力である１
１”に対応した係数を選択して出力し、いずれの場合も
係数２０９となる。さらに、係数２０９は加算器２０３
に帰還されており、乗算器２０２の出力信号と加算され
た後、セレクタ２０４及び２０５に入力される。また、
遅延素子２０６及び２０７の出力は、各々セレクタ２０
４及び２０５にも入力として供給されている０さらに、
セレクタ２０４及び２０５の出力は、各々遅延素子２０
６及び２０７に供給されている。そこで、セレクタ２０
４゜２０５及び２０８の動作について説明する〇データ
信号２００が＠０”である場合、セレクタ２０８はデー
タ信号＠Ｏｍに対応する遅延素子２０６の出力を選択し
、係数２０９として出力する。このとき、係数２０９は
、加算器２０３に入力された後、セレクタ２０４を介し
て遅延素子２０６に帰還され、データ＠０”に対応する
係数の更新が行なわれる０これに対して、セレクタ２０
５では、遅延素子２０７の出力が選択されて、再び遅延
素子２０７に供給きれるので、データ１１ｍに対応する
係数の更新は行なわれない０この場合とは逆に、データ
信号２００が″１”である場合、セレクタ２０８はデー
タ１１”に対応する係数である遅延素子２０７の出力を
選択し、係数２０９として出力する。このとき、係数２
０９は加算器２０３に入力された後、セレクタ２０５を
介して遅延素子２０７に帰還され、データ１１”に対応
する係数の更新が行なわれる。これに対し、セレクタ２
０４では、遅延素子２０６の出力が選択されて再び遅延
素−Ｆ２０６に供給されるので、データ′″０′″に対
応する係数の更新は行なわれない。以上説明した原理に
、よって、データ信号２００の値シ又は′″１″に対応
してアダプティブ・フィルタの演算に使用する係数を選
択すると共に、使用された係数に対しては係数の更新を
行ない、使用されなった係数に対しては元の値を保持す
るという操作によシ、アダプティブ書フィルタの係数が
適応的に得られる。なお、第１図の加算器９の出力に残
留符号間干渉だけが抽出されない場合には、アダプティ
ブ・フィルタ５の係数更新は行なわれず、誤差信号２０
１は零となる。

このとき、第６図から明らかなように、係数更新は停止
されるので、アダプティブ書フィルタ５の収束が保証さ
れる。アダプティブ・フィルタ５で発生された過去のデ
ータ系列に起因する擬似符号間干渉は、加算器１９を介
して減算器２に供給され、入力端子１よυ供給される符
号間干渉を含んだ受信信号から減算される０次に、シン
ボル波形内の干渉除去について説明する０ アダプティブ・フィルタ１８には極性予測回路２０を介
して１判定器３の出力である復調データが入力される０
第１図では極性予測回路２０に接続される線は１本であ
るが、ＭＳＫ符号の場合には、データ信号とモード信号
を供給するために２本となる。極性予測回路２０は排他
的否定論理和回路１個から構成され、これらの信号の排
他的否定論理和をとってアダプティブ・フィルタ１８へ
供給する６　Ｍ　Ｓ　Ｋ符号は波形の境界で必ず極性が
反転するので、１秒前の受信信号波形の判定結果である
判定器３の出力であるモード信号を用いることによシ、
現在の受信信号波形の七−ド信号を知ることができる。

例えば、データ信号が′″０”でモード信号が′″１″
のときとデータ信号が１１”でモード信号がＩＩＱＩＩ
のときは、共に次のシンボル波形の前半部の極性は正で
、これを＠０”と定義すれば排他的否定論理和として得
られるモード信号に一致する。これは、第２図からも明
らかである０極性予測回路２０の出力信号は、第３図に
示すシンボル波形の前半部の判定データとしてアダプテ
ィブ１１フイルタ１８において使用される。一方、セレ
クタ１７には、極性判定回路１５及びスイッチ１６を介
して、減算器２の出力である差信号の極性が、サンプリ
ング位相ｔ、において入力される。

また、セレクタ１７ｉＣは零も入力されており、判定器
３の出力である判定結果を用いて、データ信号が＠０”
のときには零を、＠１′のときにはスイッチ１６の第３
の出力端子に現われる残留符号間干渉成分を選択して出
力し、アダプティブ・フィルタ１８に供給する。セレク
タ１７は、サンプリング位相ｔ、においてデータ＠Ｏｍ
を表わすシンボル波形は零交差点を持たないが、データ
＠１”は必ず持つことを区別している。セレクタ１７に
より、判定器３の出力信号のデータが＠１′のときには
残留符号間干渉成分の極性が、データが１”のときは零
がアダプティブ−フィルタ１８に供給されるので、デー
タが＠１”のときだけ選択的に係数更新が行なわれる。

サンプリング位相１１における零からの変位のうち、シ
ンボル波形内の干渉に起因する成分は、アダプティブ書
フィルタ１８によって発生される擬似符号間干渉を、加
算器１９を介して減算器２に供給し、符号間干渉を含ん
だ受信信号から減算することＫよシ、除去される口つぎ
に、アダプティブ・フィルタ１８について、詳細に説明
する。

第７図は、第１図に示すアダプティブ・フィルタ１８の
詳細ブロック図である。８ｇ７図の入力信号３００及び
３０１は、それぞれ第１図のスイッチ１６の第２の出力
接点の出力信号、すなわち、サンプリング位相ｔ、にお
ける差信号の極性及びセレクタ１７の・１５力、すなわ
ちサンプリング位相ｔ、における残留符号間干渉の極性
又は零となる誤差信号が対応している口また。第７図の
出力信号３０６は。

第１図のアダプティブ・フィルタ１８の出力信号に対応
しておシ、シンボル波形内の干渉に起因する擬似符号間
干渉であるロ第７図において、差信号の極性３００は乗
算器３０２及び３０５に供給される。

１秒の遅延を与える遅延素子３０４は係数メモリで、そ
の出力は乗算器３０５に供給されて擬似符号間干渉３０
６を発生する０遅延素子３０４の出力はまた、加算器３
０３を介して帰還されておシ、差信号の極性３００と誤
差信号の乗算を行なう乗算器３０２の出力は加算器３０
３に供給されている。誤差信号３０１が零のときＫは、
乗算器３０２の出力は零となるので係数は変化せず１選
択的な係数更新が行なわれる。このようにして、アダプ
ティブ・フィルター８の出力には、シンボル波形中心の
零交差における擬似符号間干渉が現われ、加算器１９に
おいてアダプティブ・フィルタ５で発生される擬似符号
間干渉と加算された後、減算器２に供給される。

第１図では遅延素子と減算器９によって残留符号間干渉
だけを抽出しているが、第３図のアイ・パターンから明
らかなように、加算器９を減算器に置き換えても同様の
効果が得られる。このとき。

第４図に示した回路においてもモード信号の不一致を検
出するＸ０Ｒ５８の代わりに否定排他的論理和回路を用
いて、モード信号の一致を検出する必要がある◎また、
第１図においてサンプル・ホールド回路８１ｐ８！ｔ・
・・、８の標本化に要する時間は無ρ 視できると仮定していたが、この仮定が成立しない場合
にはサンプル・ホールド回路の個数は（（ｐＴ／（Ｔ　
　Ｒδ）’）＋１）個以上用意すれば良い。ここに、δ
はサンプル・ホールド回路が標本化に要する時間、〔ｘ
〕はＸを越えない最大の整数、ｐ＝ｉＸＲである０各サ
ンプル・ホールド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒ，で
等しい◎いま、４９合りたサンプル会ホールド回路の位
相は互いに（Ｔ／Ｒ−δ）だけずれている。このとき、
ひとつのサンプル・ホールド回路では標本化に要する時
間ａを差し引いた（Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサンプル値がホ
ールドさ扛る口例えば、ｉ＝１．几＝４．δ＝Ｔ／３２
のとき。

サンプル・ホールド回路の個数ｒｉ５個以個用上用意ば
よく、５個のサンプル・ホールド回路を直列接続し次場
合、全体のホールド時間は３５Ｔ／３２となる。これは
５個のサンプル・ホールド回路の直列接続で芙現できる
最大のホールド時間である。

全体のホールド時間をＴにするには、隣９合ったサンプ
ル−ホールド回路のサンプル位相を順にＴ１５だけずら
せばよい０　また、４つのサンプル・ホールド回路のサ
ンプル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、　ｌＡＣの１つを
前段のサンプル・ホールドのサンプル位相に対して４　
Ｔ／３２ずらせても全体のホールド時間をＴにすること
ができる。このように、４９合つたサンプル・ホールド
回路のサンプル位相を適当にずらすことによって、全体
のホールド時間をＴＫすることができる０同様にして、
Ｔ／Ｒより小さい、いかなるδに対しても、十分な数の
サンプル・ホールド回路を直列に接続してサンプル位相
を適当に選べば、任意のホールド時間を得ることができ
る。従って、一般に標本化に要する時間が無視できない
場合でもＴの整数倍の任意のホールド時間を得ることが
できる。

以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明した。今ま
での説明では、サンプル・ホールド回路８１＊８ｆｔ・
・・、８．の縦続接続から成るブロックの遅延量をｉＴ
秒（ｉは正整数）と仮定していたが、実用上はｉＴ秒の
近傍であれば十分であることは言うまでもない０ （発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれは、差信号につ
いて、現在の値とｉＴ秒（ただし正は正整数、Ｔはデー
タ周期）前の値との和又は差をとることによシ受信信号
に含まれる残留符号間干渉成分は零でないある正の値の
確率で正確に抽出される。従って、前記和又は差を用い
、さらに残留符号間干渉成分が正確に抽出されるような
受信信号波形の連続パターンを検出してサンプリング位
相に対応して前記の和又は差と前記差記号を選択しつつ
係数更新を行なってアダプティブ・フィルタを制御する
ことによシ、適応動作が保証され、複雑な制御を必要と
せず簡単でかつノ１−ドウエア規模が小さい判定帰還に
よる符号間干渉除去方法を提供できる。また、本発明に
よれば、受信信号の零交差点をサンプル点に一致させ、
同時に過去の送出シンボル波形の系列に起因する符号間
干渉だけでなく、シンボル波形内の干渉も除去すること
ができるから、伝送距離によらず判定タイミング位相を
常に最適に保持でき、クロック・ジッタに強いという利
点を有する０

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
Ｍ８に符号のシンボル波形と状態遷移をは 示す図、第３　轟ｓ　Ｋ符号に対応したアイ・パターン
を示す図、第４図はＭＳＫ符号に対するパターンΦチェ
ック回路を示すブロック図、第５１は第１図のアダプテ
ィブ・フィルタ５の詳細を示すブロック図、第６図は係
数発生回路の詳細を示すブロック図、第７図は第１図の
アダプティブ・フィルタ１８の詳細と示すブロック図％
第８図は判定帰還型等比容の従来例を示すブロック図で
ある。 図において、１・・・入力端子、２・・・減算器、３・
・・判定器、４・・・出刃端子、５．１８・・・アダプ
ティブ・フィルタ、８１ｓ８！＊・・・、８．・・・サ
ンプル−ホールド回路、９．１９・・・加算器％　１０
．１５・・・極性検出回路、１１，１４．１７・・・セ
レクタ、１２・・・パターン・チェック回路、１３．１
６−・・スイッチ、２０・・・予測回路をそれぞれ表わ
している。 代理人弁理ト　内　原　　　引ｌ Ｊ オ　２　図 オ　３　図 Ｔ□　　ＴＨＴ２　　Ｔ３ オ　６　図 オ　７　図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）波形伝送時に発生する符号間干渉を除去する際に
   、符号間干渉を含んだ受信信号から擬似符号間干渉を差
   し引いて差信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延さ
   せた遅延信号を加算もしくは減算して残留符号間干渉を
   求め、該残留符号間干渉の極性と前記差信号の極性との
   いずれか一方をサンプリング位相と前記差信号を復調し
   て得られる復調データ系列に基づいて選択して得た誤差
   信号と前記復調データ系列を受け、前記残留符号間干渉
   の極性を選択した場合には前記復調データ系列の特定の
   パターンを検出したときだけ係数を更新する第１のアダ
   プティブ・フィルタと、前記差信号の極性と前記復調デ
   ータ系列から予測した次のシンボル波形の前半部の極性
   を受け、前記復調データ系列が特定の値になる時だけ係
   数を更新する第２のアダプティブ・フィルタを少なくと
   も備え、前記第１、第２のアダプティブ、フィルタの出
   力を加算して前記擬似符号間干渉を生成することを特徴
   とする判定帰還による符号間干渉除去方法。
2. （２）波形伝送時に発生する符号間干渉を除去する際に
   、受信信号と第１の擬似符号間干渉との差を得るための
   減算器と、前記受信信号を受け復調データを作り出す判
   定器と、該判定器から供給される前記復調データ及び第
   １の誤差信号を受け適応的に第２の擬似符号間干渉を生
   成するための第１のアダプティブ・フィルタと、前記減
   算器の出力を標本化して保持するための縦続接続された
   複数個のサンプル・ホールド回路と、前記減算器の出力
   と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出力との
   和又は差を得るための演算器と、該演算器の出力信号の
   極性を検出する第１の極性検出回路と、前記極性検出回
   路の出力と零のいずれかを選択する第１のセレクタと、
   前記復調データを受けて該第１のセレクタを制御する信
   号を発生するパターン・チェック回路と、前記減算器の
   出力信号の極性を検出する第２の極性検出回路と、前記
   復調データを受け次のシンボル波形の前半部の極性を予
   測する予測回路と、前記予測回路から供給される予測信
   号及び第２の誤差信号を受け適応的に第３の擬似符号間
   干渉を生成するための第２のアダプティブ・フィルタと
   、前記第２の擬似符号間干渉と前記第３の擬似符号間干
   渉を加算して前記第１の擬似符号間干渉を生成する加算
   器と、前記第２の極性検出回路の出力と零のいずれかを
   前記復調データに基づいて選択する第２のセレクタと、
   前記第１のセレクタの出力と前記第２の極性検出回路の
   出力のいずれかを前記復調データに基づいて選択する第
   ３のセレクタと、前記第２の極性検出回路の出力と前記
   第１のセレクタの出力と前記第３のセレクタの出力のい
   ずれかを前記受信信号波形の位相に基づいて選択する第
   １のスイッチと、前記第２の極性検出回路の出力を前記
   受信信号波形の位相に基づいて前記第１のスイッチ又は
   前記第２及び第３のセレクタに分配する第２のスイッチ
   を具備し、前記第１のスイッチの出力を前記第１の誤差
   信号として前記第１のアダプティブ・フィルタに帰還し
   、前記第２のセレクタの出力を前記第２の誤差信号とし
   て前記第２のアダプティブ・フィルタに帰還することを
   特徴とする判定帰還による符号間干渉除去装置。