JPS62225177A - 電圧形インバ−タ - Google Patents
電圧形インバ−タInfo
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- JPS62225177A JPS62225177A JP61065923A JP6592386A JPS62225177A JP S62225177 A JPS62225177 A JP S62225177A JP 61065923 A JP61065923 A JP 61065923A JP 6592386 A JP6592386 A JP 6592386A JP S62225177 A JPS62225177 A JP S62225177A
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- 230000006698 induction Effects 0.000 abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は電圧形インバータの制御に係り、特にインバー
タの入力直流電圧の制御を改良した電圧形インバータに
関する。
タの入力直流電圧の制御を改良した電圧形インバータに
関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
電圧形インバータは誘導電動機の速度制御を中心に多く
の分野で利用されている。なかでもＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータは出力波形として低次高調波が少ないことから
電圧形インバータの主流となっている。電圧形インバー
タの直流電圧を造出する手段として三相交′ａ電源から
ダイオードブリッジで整流する方法や位相制御コンバー
タで直流電圧を得る方法がある。また、上山直彦編「ニ
ュードライブエレクトロニクス」電気書院 昭５７゜Ｐ
８８に記載されているように交流ｉ１！源への回生を主
目的として、コンバータもＰＷＭ制御回路で構成した方
式が知られている。
の分野で利用されている。なかでもＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータは出力波形として低次高調波が少ないことから
電圧形インバータの主流となっている。電圧形インバー
タの直流電圧を造出する手段として三相交′ａ電源から
ダイオードブリッジで整流する方法や位相制御コンバー
タで直流電圧を得る方法がある。また、上山直彦編「ニ
ュードライブエレクトロニクス」電気書院 昭５７゜Ｐ
８８に記載されているように交流ｉ１！源への回生を主
目的として、コンバータもＰＷＭ制御回路で構成した方
式が知られている。
第５図は該Ｐ Ｗ Ｍ １ｉＩＩ ＩＩＯ方式の主回路
構成図であり、１は三相電源、２は交流リアクトル、３
はＰＷ Ｍ ＩＩＩ Ｉｌｌコンバータ、４は平滑コン
デンサ、５はＰＷＭ制御インバータ、６は誘導電動機で
ある。
構成図であり、１は三相電源、２は交流リアクトル、３
はＰＷ Ｍ ＩＩＩ Ｉｌｌコンバータ、４は平滑コン
デンサ、５はＰＷＭ制御インバータ、６は誘導電動機で
ある。
ＰＷＭ制御コンバータ３およびインバータ５は同一の構
成である。該構成ではＰＷＭ制御コンバータ３の電流は
電源電圧位相に対して比較的自由に制御できるから、誘
導電動機からの電力を電源側に回生することや、インバ
ータの直流電圧を制御することができる。
成である。該構成ではＰＷＭ制御コンバータ３の電流は
電源電圧位相に対して比較的自由に制御できるから、誘
導電動機からの電力を電源側に回生することや、インバ
ータの直流電圧を制御することができる。
ＰＷＭ制御は周知のように交流基本波周波数より高い周
波数で変調制御を行ない、低次の高調波を発生させない
ようにする。したがって、コンバータやインバータのス
イッチング周波数は交流周波数より充分大きくする必要
がある。変換装置の損失を低減するためにはスイッチン
グ周波数が少ないほうがよく、同一のスイッチング周波
数であっても直流電圧が小さい方が損失が少ない。
波数で変調制御を行ない、低次の高調波を発生させない
ようにする。したがって、コンバータやインバータのス
イッチング周波数は交流周波数より充分大きくする必要
がある。変換装置の損失を低減するためにはスイッチン
グ周波数が少ないほうがよく、同一のスイッチング周波
数であっても直流電圧が小さい方が損失が少ない。
ダイオードブリッジや位相制御コンバータを用いた駆動
方式では、たとえば電源電圧が２００■、誘導電動機の
定格“電圧が２００Ｖの装置を例にとると、通常の電源
電圧のときは定格出力電圧が得られるが、′；ｆ源電圧
電圧少した場合、定格出力電圧が得られない事もある。
方式では、たとえば電源電圧が２００■、誘導電動機の
定格“電圧が２００Ｖの装置を例にとると、通常の電源
電圧のときは定格出力電圧が得られるが、′；ｆ源電圧
電圧少した場合、定格出力電圧が得られない事もある。
このような条件で定格出力電圧を確保しようとする場合
は、入力側に変圧器を設けてコンバータの入力交流電圧
を高めて常圧減少に対して出力電圧を確保している。ま
た電源電圧が２００ Ｖ Ｔ−４００Ｖの誘導電動機を
駆動する場合も入力変圧器を必要とする。構成の簡素化
や効率の向上の観点から以上の方式は必ずしも最良とは
言えない。
は、入力側に変圧器を設けてコンバータの入力交流電圧
を高めて常圧減少に対して出力電圧を確保している。ま
た電源電圧が２００ Ｖ Ｔ−４００Ｖの誘導電動機を
駆動する場合も入力変圧器を必要とする。構成の簡素化
や効率の向上の観点から以上の方式は必ずしも最良とは
言えない。
［発明の目的］
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、誘導電動
機の周波数に応じた最適な直流電圧制御を行なうことが
出来る電圧形インバータを提供することを目的とする。
機の周波数に応じた最適な直流電圧制御を行なうことが
出来る電圧形インバータを提供することを目的とする。
［発明の概要］
本発明ではＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１］コンバータを用
い、インバータ出力が低電圧の間はＰＷＭ制御コンバー
タに接続されているダイオードのみを動作させ、出力電
圧が所定の値以上ではＰＷＭ制御を行なって出力電圧に
応じた直流由電圧によるなるように制御することを特徴
とする。
い、インバータ出力が低電圧の間はＰＷＭ制御コンバー
タに接続されているダイオードのみを動作させ、出力電
圧が所定の値以上ではＰＷＭ制御を行なって出力電圧に
応じた直流由電圧によるなるように制御することを特徴
とする。
［発明の実施例］
第１図は本発明の一実施例を示す構成図であり、７は周
波数設定器、８は直流電圧検出器、９は電圧設定回路、
１０はコンバータ制御回路、１１はインバータ制御回路
、１２は交流電圧検出器、１３は交流電流検出器である
。他の要素は第５図の要素と同一番号のものは同一要素
に対応する。第２図は第１図コンバータ制御回路１０の
詳細なブロック図であり、１０１．１０２は加算器、１
０３は掛算器、１０４．１０５は増幅器、１０６はキャ
リア発生器、１０７はコンパレータ、１０８はオンオフ
設定器、１０９はノット回路、１１０゜１１１はアンド
回路である。
波数設定器、８は直流電圧検出器、９は電圧設定回路、
１０はコンバータ制御回路、１１はインバータ制御回路
、１２は交流電圧検出器、１３は交流電流検出器である
。他の要素は第５図の要素と同一番号のものは同一要素
に対応する。第２図は第１図コンバータ制御回路１０の
詳細なブロック図であり、１０１．１０２は加算器、１
０３は掛算器、１０４．１０５は増幅器、１０６はキャ
リア発生器、１０７はコンパレータ、１０８はオンオフ
設定器、１０９はノット回路、１１０゜１１１はアンド
回路である。
第１図、第２図にもとづき本実施例の作用について説明
する。周波数設定器７で基準周波数ｆ“が得られる。ｆ
Ｈはインバータ制御回路１１に入力されＰＷＭ制御イン
バータ５の制御を行ない、ｆＨの周波数とこの値に比例
した電圧を出力する。
する。周波数設定器７で基準周波数ｆ“が得られる。ｆ
Ｈはインバータ制御回路１１に入力されＰＷＭ制御イン
バータ５の制御を行ない、ｆＨの周波数とこの値に比例
した電圧を出力する。
該回路は本発明の主要部分ではないので詳細については
省略する。電圧設定回路９はｆＨを入力として、例えば
第３図に示す電圧値を出力する。すなわちｆ１以下では
σ１を、ｆｌからｆ２までの間はｆＨに比例した値を、
１２以上ではσ２を出力する。この値は直流電圧設定値
Ｖｄｃ″となり、コンバータ制御回路１０に入力される
。負荷は誘導電動機なので周波数に比例した電圧を出力
するものとする。コンバータ制御回路１０はｆ Ｎ。
省略する。電圧設定回路９はｆＨを入力として、例えば
第３図に示す電圧値を出力する。すなわちｆ１以下では
σ１を、ｆｌからｆ２までの間はｆＨに比例した値を、
１２以上ではσ２を出力する。この値は直流電圧設定値
Ｖｄｃ″となり、コンバータ制御回路１０に入力される
。負荷は誘導電動機なので周波数に比例した電圧を出力
するものとする。コンバータ制御回路１０はｆ Ｎ。
Ｖ ｄＣ’と交流側の電圧、電流信号ｊｊａＣ，ｌａｃ
、および直流電圧検出値ＶｄＣを入力として以下の動作
を行なう。第２図においてＶ ｄｃ’とＶｄｃの偏差を
増幅器１０４で増幅して入力交流電流の波高値に比例し
た値を出力する。この値とびａａを掛算して交流電流基
準＠ １ ａｃ″を得る。この値は電源電圧と位相の合
致した値となる。本構成では交流の一相分のみについて
記してあり、他の相については省略した。
、および直流電圧検出値ＶｄＣを入力として以下の動作
を行なう。第２図においてＶ ｄｃ’とＶｄｃの偏差を
増幅器１０４で増幅して入力交流電流の波高値に比例し
た値を出力する。この値とびａａを掛算して交流電流基
準＠ １ ａｃ″を得る。この値は電源電圧と位相の合
致した値となる。本構成では交流の一相分のみについて
記してあり、他の相については省略した。
この電流基準値ＬａＣ″と電流検出値とが比較され増幅
器１０５を介して交流電圧基準値σＣ″を得る。σＣ０
とキャリア発生器１０６の三角波搬送波がコンパレータ
１０７で比較され、ＰＷＭ制御信号が得られる。一方ｆ
′からオンオフ設定器１０８、ノット回路１０９および
アンド回路１１０゜１１１により前記Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩ
Ｉ ｍ信号のオンオフを行なう。すなわちオンオフ設定
器１０８はｆ’が第３図のチ１以下であればゼロを出力
し、１１以上で１を出力する。この場合、周波数がｆ１
以下のときはＰ Ｗ Ｍ ｉｌｌ ｍコンバータ３には
オンオフ信号が与えられず直流電圧はダイオードによる
整流のみとなる。１１以上ではＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ ｌ
ｉｔが動作して、直流電圧■ｄＣが直流電圧設定値Ｖｄ
ｃ″となるように調整される。
器１０５を介して交流電圧基準値σＣ″を得る。σＣ０
とキャリア発生器１０６の三角波搬送波がコンパレータ
１０７で比較され、ＰＷＭ制御信号が得られる。一方ｆ
′からオンオフ設定器１０８、ノット回路１０９および
アンド回路１１０゜１１１により前記Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩ
Ｉ ｍ信号のオンオフを行なう。すなわちオンオフ設定
器１０８はｆ’が第３図のチ１以下であればゼロを出力
し、１１以上で１を出力する。この場合、周波数がｆ１
以下のときはＰ Ｗ Ｍ ｉｌｌ ｍコンバータ３には
オンオフ信号が与えられず直流電圧はダイオードによる
整流のみとなる。１１以上ではＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ ｌ
ｉｔが動作して、直流電圧■ｄＣが直流電圧設定値Ｖｄ
ｃ″となるように調整される。
以上説明したように本実施例では、インバータの出力周
波数、電圧が小さい運転状態ではコンバータはダイオー
ドブリッジのみの整流となり、所定の周波数、電圧以上
ではコンバータはＰＷＭ制御を行ない出力周波数に比例
した直流電圧とし、直流電圧が所定の最大値に達したと
ころで一定に保つ。本装置を、たとえば入力電圧が１０
０Ｖ、出力定格電圧が２００Ｖの場合に利用すると、出
力電圧が１００Ｖ程度まではダイオードブリッジによる
整流、それ以上では出力電圧に比例した直流電圧となる
。コンバータをダイオードブリッジで構成した従来の装
置では上記運転を行なうには入力電圧を２００Ｖとする
必要がある。したがって本発明では出力が低電圧の場合
は直流電圧が半分となり、インバータに使われている半
導体素子のスイッチング損失はかなり低減される。また
、コンバータをＰ Ｗ Ｍ Ｉｂｌ ｔｌｌ して直流
電圧を調整する領域では出力電圧に比例させるから、三
角波搬送波のピーク値に対する電圧基準信号の大きさく
変調率）はほぼ一定でよい。この変調率を出力高調波か
最も少なくなるような値に選んでおけば従来装置に比べ
て質のよい出力波形が得られる。また入力電圧の変動に
対しても本実施例では直流電圧を所定の値に保とうとす
るから出力電圧への彰轡はあまりない。
波数、電圧が小さい運転状態ではコンバータはダイオー
ドブリッジのみの整流となり、所定の周波数、電圧以上
ではコンバータはＰＷＭ制御を行ない出力周波数に比例
した直流電圧とし、直流電圧が所定の最大値に達したと
ころで一定に保つ。本装置を、たとえば入力電圧が１０
０Ｖ、出力定格電圧が２００Ｖの場合に利用すると、出
力電圧が１００Ｖ程度まではダイオードブリッジによる
整流、それ以上では出力電圧に比例した直流電圧となる
。コンバータをダイオードブリッジで構成した従来の装
置では上記運転を行なうには入力電圧を２００Ｖとする
必要がある。したがって本発明では出力が低電圧の場合
は直流電圧が半分となり、インバータに使われている半
導体素子のスイッチング損失はかなり低減される。また
、コンバータをＰ Ｗ Ｍ Ｉｂｌ ｔｌｌ して直流
電圧を調整する領域では出力電圧に比例させるから、三
角波搬送波のピーク値に対する電圧基準信号の大きさく
変調率）はほぼ一定でよい。この変調率を出力高調波か
最も少なくなるような値に選んでおけば従来装置に比べ
て質のよい出力波形が得られる。また入力電圧の変動に
対しても本実施例では直流電圧を所定の値に保とうとす
るから出力電圧への彰轡はあまりない。
第４図は本発明の他の実施例を示す構成図であり、１４
は負荷、１５は出力電圧設定器、１６は直流電圧設定器
であり、他の要素は第１図で示したものと同一番号のも
のが同一要素に対応する。
は負荷、１５は出力電圧設定器、１６は直流電圧設定器
であり、他の要素は第１図で示したものと同一番号のも
のが同一要素に対応する。
負荷が誘導電動喋ではなく周波数や電圧を自由に制御す
る構成である。周波数設定器７と出力電圧設定器１５に
よりｆｏとＶ ａｃ’を得る。Ｖ ａｃ’からは直流電
圧設定器１６によりＶａｃ″に比例したｖｄｃ’を造出
する。コンバータ制御回路１０は第２図示した構成にお
いて＋’を入力してＰＷＭ制御のオンオフを決定してい
たものに対して本実施例ではｆｏのかわりに■ｄＣ″を
入力すればよい。
る構成である。周波数設定器７と出力電圧設定器１５に
よりｆｏとＶ ａｃ’を得る。Ｖ ａｃ’からは直流電
圧設定器１６によりＶａｃ″に比例したｖｄｃ’を造出
する。コンバータ制御回路１０は第２図示した構成にお
いて＋’を入力してＰＷＭ制御のオンオフを決定してい
たものに対して本実施例ではｆｏのかわりに■ｄＣ″を
入力すればよい。
本実施例では周波数と出力電圧が比例関係を持た。
ない運転が可能であり、その効果は第１の実施例で述べ
たものと同様にものとなる。
たものと同様にものとなる。
［発明の効果］
以上説明したように本発明では、入力電圧以上の出力電
圧を得ることができる。出力電圧が小さい領域ではコン
バータのＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１１１を動作させずダ
イオードによる整流を行ない、出力電圧が増加するにし
たがいコンバータをＰＷＭ制御して直流電圧を調整する
ので、インバータのスイッチングロスが低減できる。ま
た入力電圧変動に対しても安定した直流電圧となり、出
力電圧もこれにともない安定化できる。
圧を得ることができる。出力電圧が小さい領域ではコン
バータのＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１１１を動作させずダ
イオードによる整流を行ない、出力電圧が増加するにし
たがいコンバータをＰＷＭ制御して直流電圧を調整する
ので、インバータのスイッチングロスが低減できる。ま
た入力電圧変動に対しても安定した直流電圧となり、出
力電圧もこれにともない安定化できる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はコン
バータ制御回路のブロック図、第３図は周波数直流電圧
特性図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図、第
５図は従来のインバータの構成図である。 １・・・三相電源、２・・・交流リアクトル、３・・・
ＰＷＭ制御コンバータ、４・・・平滑コンデンサ、５・
・・ＰＷＭ制御インバータ、６・・・誘導電動機。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第２図 ＩＫ３図
バータ制御回路のブロック図、第３図は周波数直流電圧
特性図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図、第
５図は従来のインバータの構成図である。 １・・・三相電源、２・・・交流リアクトル、３・・・
ＰＷＭ制御コンバータ、４・・・平滑コンデンサ、５・
・・ＰＷＭ制御インバータ、６・・・誘導電動機。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第２図 ＩＫ３図
Claims (1)
- 交流電源より給電され、交流リアクトルとＰＷＭ制御コ
ンバータにより直流電圧を得てＰＷＭ制御インバータに
より交流出力を得る電圧形インバータにおいて、直流電
圧検出器および直流電圧制御回路を設け、インバータの
出力電圧が所定の値以下の領域では前記ＰＷＭ制御コン
バータの自己消弧形素子を動作させずダイオードによる
整流のみとし、所定の値以上の領域ではインバータの出
力電圧の値に応じて前記ＰＷＭ制御コンバータの自己消
弧形素子を動作させ直流電圧を調整することを特徴とし
た電圧形インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61065923A JPS62225177A (ja) | 1986-03-26 | 1986-03-26 | 電圧形インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61065923A JPS62225177A (ja) | 1986-03-26 | 1986-03-26 | 電圧形インバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62225177A true JPS62225177A (ja) | 1987-10-03 |
Family
ID=13300977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61065923A Pending JPS62225177A (ja) | 1986-03-26 | 1986-03-26 | 電圧形インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62225177A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
-
1986
- 1986-03-26 JP JP61065923A patent/JPS62225177A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
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