JPS62204667A - 偏向装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、偏向電流のＳ成形が内部ピンクッション歪
修正を得るために比較的広い範囲にわたって変化または
変調される偏向回路に関するものである。

〔発明の背景〕

１以上のフェースプレート半径Ｒをもったカラー映像管
、例えばＲが１．６に等しいフィリップス社製の４５　
ＡＸ映像管では、相当な大きさの内部ピンクッションの
修正を必要とし、内部ピンクッションの調整を好ましい
大きさにする必要がある。

従来技術によるラスタ修正回路には、偏向巻線と直列に
結合された変調インダクタを利用して内部ピンクッショ
ンの修正を行なうようにしたものもある。変調インダク
タは全偏向インダクタンス・インピーダンスを増大させ
る。特に、１　ｘ　ｆａ以上の線周波数では、インダク
タンス・インピーダンスの増大によシ、よシ大きな偏向
電力を消費し、偏向スイッチの両端間により高いリトレ
ース電圧パルスが現われる。この場合、ｆＨは例えばＰ
ＡＬ方式における水平周波数である。従って、このよう
な変調インダクタを使用することなく左右（または東西
）内部ラスタ修正を行なうことが望ましい。

第４図は、全体を１０で示すクロスハツチ・ライン・パ
ターンヲ示ステレビジョン・ラスタ上に表われる内部ピ
ンクッション歪を示している。クロスハツチ・パターン
、の左右の側部は垂直の線１２と１４とによって示され
ている。線１２および１４は直線で、ラスタの左右外側
ピンクッションは修正されていることを示している。ラ
スタの中心と両側との間にある垂直の格子線１６および
１８は、直線状の点線からのずれによって示すように湾
曲しており、内部ピンクッション歪が存在することを示
している。水平線１７ａおよび１７ｂは頂部ラスタ走査
あるいは底部ラスタ走査の例に対する水平走査位置を示
し、水平線１９は中心部のラスタ走査の例に対する水平
走査位置を示している。

内部ピンクッション歪の修正を行なうには、水平トレー
ス期間中、垂直走査軸に沿う偏向電流の、Ｓ成形の変調
を必要とする。第４図の点線によって示すような直線状
の垂直の線を得るためには、ラスタの頂部から中心へ向
けてＳ成形を増大させ、ラスタの中心から底部へ向けて
Ｓ成形を減少させることが望ましい。

〔発明の概要〕

この発明の特徴によれば、内部ピンクッション修正を具
えた偏向装置は、偏向サイクルのトレース期間中および
リトレース期間中、偏向巻線に偏向周波数で走査゛電流
を発生させる偏向巻線を含んでいる。偏向巻線に結合さ
れたスイッチング手段は、リトレース期間中リトレース
電圧を発生させ、また走査電流を発生させる。変調され
た電圧はりトレース期間中発生される。変調電圧は変調
信号に従って第２の周波数で変調される。偏向巻線に・
結合されたトレース・キャパシタンスは、偏向巻線と共
にトレース期間中筒１のトレース共振回路を構成し、ト
レース・キャパシタンスに流れる走査ｄ流はトレース期
間中はトレース・キャパシタンスにパラボラ電圧を発生
させる。第２のキャパシタンスおよび変調インダクタン
スを含む回路分枝ハ、トレース・キャパシタンスと共に
第２の共振回路を形成し、該第２の共振回路は変調イン
ダクタンス中にリトレース期間中、変調電圧によって変
調される振幅をもった変調電流を発生させる変調電流は
トレース・キャパシタンスに結合されテイテ、トレース
・キャパシタンス袷悟会≠４Φ−→〒→−一一一→−一
−す≠禰中のパラボラ電“圧を内部ビ／クッション歪を
減少させるような形態で上記変調電流の振幅に従って変
化させる。トレース・キャパシタンスは、実質的にリト
レース期間中を通じて変調インダクタンスを迂回する走
査電流に対する低インピーダンス・バイパス・キャパシ
タンスとして作用する。

幾つかの通常のテレビジョン受像機中では、水平偏向回
路は、水平偏向巻線と、各トレース期間中偏向巻線に偏
向電流を供給するトレース・キャパシタンスとを含む出
力段からなる。リトレース・キャパシタンスはりトレー
ス期間中偏向巻線の両端間に結合されている。エネルギ
はりトレース期間中フライバック変成器を経て補充され
る。例えば、第２図に示すようなりロスノ・ツ、チパタ
ーンの各白い水平の縞を表示するときに生ずるフライバ
ック変成器の２次巻線中の高ビーム電流は、リトレース
期間中フライバック変成器に高アルタ負荷を与える。リ
トレース・キャパシタンスハコの負荷によシリトレース
期間中僅かに放電される。

これによシフリトレース・キャパシタンスより偏向巻線
ヲ経てリトレース・キャパシタンスへ放電電流カ流れ、
クロスハツチ・パターンの白い水平縞のＭ　間’Ｐ　ト
レース・キャパシタンスの両端間の′電圧は僅かに低下
する。トレース・キャパシタンスの電荷は、白いクロメ
ノ・ソチの縞相互間の黒い映像部分を表示する走査線に
関連するりトレース期間中に補充される。これによって
偏向巻線を通って反対方向に小゛這流を生じさせる。ト
レース・キャパシタンスの充電および放電電流はラスタ
の小さな変移を生じさせ、偏向巻線のトレース′屯流を
変調する低い周波数の振動を生じさせる。この低周波変
調があると、クロスハツチ・パターンの各垂直の縞は直
線形状にならずにジグザグ形状のものとして表われる。

ジグザグ形状は水平の縞との交点のすぐ下の所定の垂直
の縞で現われる。時には”ねずみの歯（マウスティース
）１と称されるこのような歪は第２図のクロスハツチ・
パターンに示されている。これらは高ビーム変移が生ず
る期間中およびその直後に現われる。これは、低インピ
ーダンス・エネルギ・フライホイールを与える偏向回路
がアルタ回路の必要なエネルギの過渡的増加を供給する
からである。従って、偏向回路からアルタ回路へ転送さ
れるエネルギは偏向巻線のトレース１流に変化を生じさ
せる。このような１ねずみの歯１１歪を減少させること
が望ましい。

この発明の他の特徴によれば、高電圧の振幅あるいは偏
向ＩＪ　）レース期間中に実質的な影響を与えることな
く、しかも１ねずみの歯１歪が減少するように内側およ
び外側ピンクッション歪の修正が得られるように偏向電
流の振幅が変調される。

〔実施例の詳細な説明〕

この発明を実施した第１図の偏向回路１００は、例えば
、フィリップス社製１１０°、４５ＡＸ　　ＦＳ　カラ
ー映像管、型Ａ６６−ＥＡＫＯＯＸＯＩにおいて電子ビ
ームの水平偏向を行なうものである。第１図において、
端子２２とアースとの間に発生した安定化された直流電
圧Ｂ＋の電源は小さな値の抵抗器Ｒ１を経て水平フライ
バック変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の端子２２ａに結合さ
れている。巻線Ｗ１の他の端子は接続端子２３に結合さ
れている。濾波キャパシタンスＣ１は端子２２ａとアー
スとの間に接続されている。安定化された電圧Ｂ”ｌま
例えば切換モード電源９０によって発生される。変成器
Ｔ１の２次巻ＪＷ３はダイオードＤ４を経てアルタ電圧
Ｕを供給する。

水平出力トランジスタＱ１のベースは通常の駆動および
発振回路５０に結合されており、そのコレクターエミッ
タ電路は接続端子２３とアースとの間に結合されている
。トランジスタＱ１と並列に２個の整流器ダイオードＤ
１およびＤ２の直列構成が接続されている。ダイオード
Ｄ１の陽極と陰極との間にはＳ成形、すなわちトレース
・キャパシタンスＣ８に結合された水平偏向巻線ＬＨの
回路が接続されている。ダイオードＤ１の陽極と陰極と
の間に結合された偏向リトレース・キャパシタンスＣＲ
Ｄは偏向巻線ＬＨと共に並列リトレース共振回路２７を
形成している。第２のりトレース・キャパシタンスＣＲ
Ｔは接続端子２８とアースとの間に接続されている。小
さな値のキャパシタンスＣＲＰは端子２３トアースとの
間に結合されている。キャパシタンスＣＲＰはりトレー
ス共振回路２７の共振同波数のファイン・チューニング
を与える。端子２８とアースとの間には、チョークＬ１
と、スイッチング・トランジスタＱｌ　およびダイオー
ドＤ３１を含む１ｉｉｌＪ御可能な左右切換電流回路構
成２５との直列回路が接続されている。チョークＬ１の
インダクタンスは偏向巻線ＬＨのインダクタよりも相当
に高い。

この発明の装置を実施するに当って、内側ピンクッショ
ン歪修正回路６０は端子６０ｂと、キャパシタンスＣ３
と偏向＠ＷＬＨとの接続点の端子６０ａとの間にキャパ
シタンスＣ８が接続されている。回路６０Ｄ４との接続
点である端子６０ｃとの間に接続されている。ダイオー
ドＤ４の陽極はアースに接続され、陰極は端子６０Ｃに
接続されている。ダイオードＤ３は端子６０Ｃと端子２
８との間に接続されている。

トレースの第１半部の期間中、偏向電流１ｙは偏向巻線
ＬＨとダイオードＤｌ中を矢印と反対方向に流れる。ト
レースの第２半部の期間中、偏向電流ｌｙは偏向巻線Ｌ
Ｈ（Ｔｈ導通状態のトランジスタＱｌ中を矢印の方向に
流れる。トレースの終了時にトランジスタＱ１は非導通
になシ、端子２３とアースとの間に通常の態様でリトレ
ース電圧Ｖ工が発生するりトレース期間中、電荷はチョ
ークＬ、を経て流れる変調されたシンク電流１１□によ
ってリトレース・キャパシタンスＣＲＤから取去られる
。例えば全リトレース期間中の積分値Ｊ　Ｉ　Ｌｌ　ｄ
　ｔが高くなればなる程、キャパシタンスＣＲＤの両端
間の４圧Ｖ４１は犬きくなシ、またキャパシタンスＣＲ
Ｔの両端間の電圧ｖ４は小さくなる。リトレース期間中
に偏向巻線楡を通って流れる偏向電流１ｙのピーク値は
リトレース期間の中心におけるキャパシタンスＣＲＤの
両端間の電圧Ｖ４１のピーク値に直接関連している。垂
直偏向率で電流ｉＬｍを変調することによって、切換電
流回路２５は水平走査電流１ｙに外側ピンクッション修
正を与える。

制御可能な切換電流回路構成２５は差動接続された一対
のトランジスタＱ２およびＱ３を含み、これらのトラン
ジスタＱ２およびＱ３の双方のエミッタは抵抗器Ｒ９の
端子４５に接続されている。抵抗器Ｒ９の他方の端子は
電圧源φ−に接続されている。抵抗器Ｒ９中を流れる電
流ｉＲ９は、トランジスタＱ２とＱ３のベース間に発生
する差電圧Ｖ６１−ｖ５１に応答してトランジスタＱ２
とＱ３との間に分割される。

トランジスタＱ２のコレクタ電流は、反転および５駆動
トランジスタＱ４を経て、共通エミッタ・モードで動作
する回路２５のスイッチング・トランジスタＱ５を制御
する。トランジスタＱ５のコレクタは、リトレース共振
回路２７から離れたチョークＬ１の端子２９に結合され
ている。従って、トランジスタＱ５は差電圧Ｖ６１−　
ＶＳ２の振幅に従ってそれぞれオフ、オンに切換えられ
る。チョークＬ１の端子２９はまた切換電流回路２５の
ダイオードＤ３１を経て、はぼ電圧Ｂ＋の電位にある端
子２５に結合されている。ダイオードＤ３１は、チョー
クＬ１を通って流れる電流ＩＬ工を分流させ、トランジ
スタＱ５がターンオフしたとき端子２９における′１圧
Ｖ３１をキャパシタＣ１の両端間に存在する電圧にクラ
ンプする。逆にトランジスタＱ５がターンオンするト、
トランジスタＱ５を通ってアースに流れる電流ｉＬ工に
よって電圧Ｖ３１はほぼアース電位になるフライバック
変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ２の両端間に発生する水平リト
レース・パルスＨｐは抵抗器Ｒ２を経て抵抗器Ｒ３とキ
ャパシタンスＣ２との直列回路の両端間に発生し、トラ
ンジスタＱ２のベースに供給される。通常の垂直偏向回
路３２によって発生された垂直鋸歯状波上に重畳された
パラボラ形状の垂直周波数の信号は、直列抵抗器Ｒ６Ｒ
５およびキャパシタンスＣ３のラスタ制御回路を通って
トランジスタＱ２のベースに供給される従って、トラン
ジスタＱ２のベースは電圧加算点として作用する。垂直
偏向回路３２のサンプリング抵抗器Ｒ８の両端間の垂直
鋸歯状電圧は垂直周波数の鋸歯状成分をもっている。電
圧Ｖ９は抵抗器ＲＳと並列の台形制御抵抗器Ｒ１３を経
て抵抗器Ｒ１２の一方の端子に供給される。抵抗器Ｒ１
２の他方の端子はトランジスタＱ３のベースに結合され
ている台形制御抵抗器Ｒ１３は共通モード除去作用によ
ってトランジスタＱ２のベースにおける垂直鋸歯状部分
を打消すように調整される。トランジスタＱ３のベース
におけるバイアス電圧Ｖ５１は、可変抵抗器ＲＩＯと固
定抵抗器Ｒ１１との直列回路によって制御される。抵抗
器ＲＩＯとＲ１１との直列回路は電圧源ψ−とトランジ
スタＱ３のベースとの間に挿入されている。

チョークＬ１の端子２８とアースとの間の電圧ｖ４はま
た抵抗器Ｒ４を経てトランジスタＱ２のベースに供給さ
れていて、切換電流回路２５の動作を安定化させる帰還
を与えている。従って、トランジスタＱ２のベースに結
合されたキャパシタンスｃ２は電圧ｖ４のパルスを積分
して、垂直周波数のパラボラ波形の帰還を行っている。

トランジスタＱ２およびＱ３のベースにおける差電圧Ｖ
６１−　ＶＳ２は、陰極線管のスクリーン中の走査ビー
ムの垂直位置に従って、各水平トレース期間中にトラン
ジスタＱ５がターンオフされる時間を変調する。

第３図（ａ）乃至（ｉ）は第１図の偏向回路１００の動
作を説明す、るのに有効な波形を示、す。第１図および
第３図（ａ）乃至（ｉ）で同じ番号、符号は同じ内容を
示す。

第１図の′電流ＩＬ工は各水平走査トレース期間中、ダ
イオードＤ２、チョークＬ工およびトランジスタＱ５を
経て、トランジスタＱ５が制御可能な時間でターンオフ
するまでアースに流れる。走査がラスタの頂部および底
部で生ずると、トランジスタＱ５は第１図の電流ｉＬ□
の波形を示す第３図（ｉ）の時間ｔ９でターンオフする
。一方、ラスタの中央部では、第３図（ｉ）の後の時間
ｔ工。でターンオフする。瀉１図のトランジスタＱ５が
ターンオフすると、電流ｉＬ工はトランジスタＱ５から
分流してダイオードＤ３１を通って流れる。これによっ
てトレース期間中の残りの間、電流ｉＬｌの低下が生ず
る。リトレース期間中は、例えば頂部および底部走査の
例を示す第３図（ｉ）の期間ｔ工乃至ｔ７で図示のよう
に増大する。リトレース期間中はチョークＬ１は偏向巻
線ＬＨのインピーダンスに比して高インピーダンスであ
るので、１次巻線中の高周波負荷に関連する電流に対す
るリトレース共振回路２７と１次巻線Ｗ１とは実質的に
は結合状態にはない。リトレース期間中、回路６０によ
ってバイパスされないキャパシタンスＣＲＴは変成器Ｔ
Ｉとトレース・キャパシタＣ８との間にルーズすなわチ
粗結合をもたらす。このようなルーズ結合により、変成
器Ｔ１の高電圧巻線Ｗ３中を流れる電流によるキャパシ
タＣ３の放電は防止される。このようなルーズ結合と、
チョークＬ１は巻線Ｗｌ中の負荷に関連する電流に対し
て低インピーダンス路を与えないので、１ねずみの歯１
歪は有効に除去、あるいは著しく減少される。この１ね
ずみの歯°“歪は、「左右修正回路（ＥＡＳＴ　−ＷＥ
ＳＴ　Ｃ０ＲＲＥＣＴＩＯＮＣＩＲＣＵＩＴ）Ｊという
名称の米国特許出願第６５１，３０１号、（１９８５年
７月３日付けで発行されたイギリス国特許第２１５０７
９６　Ａ号に対応）中に詳細に示されている同様な方法
でも除去あるいは著しく減少させることができる。

この発明の特徴によれば、内部ピンクッション歪の修正
は、内部ピンクッション歪修正回路６０のキャパシタン
スＣ４およびインダクタンス中を流れる電流ｉ３に従っ
て偏向電流１ｙのＳ成形によって行なわれる。トレース
・キャパシタンスＣｓ中の電流成分として流れる電流ｉ
３はトレース期間中キャパシタンスＣ８の′両端間の電
圧ｖ３を、偏向巻線楡とトレース・キャパシタンスＣ８
トからなるトレース共振周波数よりも高い周波数で変化
させる。このようなトレース共振周波数は例えば約７　
ＫＨｚに等しい電流ｉ３の振幅は端子２８における電圧
ｖ４によって変調される。電流ｉ３の振幅が大きくなれ
ばなる程、発生される′避圧ｖ３のピーク−ビーク振幅
は高くなシ、発生される偏向電流１ｙのＳ成形の量も大
きくなシ、その逆もまた真である。

この発明のさらに他の特徴によれば、回路６０のキャパ
シタンスＣ４および可変インダクタＬ２は、トレース・
キャパシタンスＣ８と偏向巻線顯ト共にトレース期間中
の修正回路６０の共振回路部分を構成する。回路６０の
共振回路部分は、周波数ｆＨに等しいかあるいはそれよ
シ低いが、偏向巻線ＬＨとトレース・キャパシタンスＣ
ｓのトレース共振回路の共振周波数よシもかなり高い周
波数に同調している。

第１図に示す回路の各素子の値に対しては、インダクタ
Ｌ２は、通常、回路６０の共振回路部分を１４ＫＨｚの
周波数に共振させるように調整されているこのような共
振周波数を調整することによって、電流ｉ３の振幅は制
御される。インダクタＬ２のインダクタンスの値は１１
ねずみの歯１１歪を防止するように充分に大であること
が望ましい。

例えば、キャパシタンスＣ中の共振電流ｉ３はｖ３によ
って発生される。電流１ｙによって生成される電圧ｖ３
の部分は、一般に各水平期間Ｈの間にトレースおよびリ
トレース正弦波部分からなるパラボラ状の波形である。

トレース期間中、電圧ｖ３の対応する正弦波部分は、巻
線顯とキャパシタＣ８との共振周波数にほぼ等しく、例
えばほぼ７　ＫＨｚに等しく、リトレース期間中は対応
する正弦波部分は約４４ＫＨｚである。

この発明の他の特徴によれば、インダクタＬ２とキヤ・
パシタンスＣ４は、トレース期間中はトレース・キャパ
シタンスＣｓと並列に結合された回路分枝中に含まれて
いる。トレースのに１半部の期間中は、共振電流ｉ３は
矢印の方向と逆にアースよシダイオードＤ４、インダク
タＬ２、キャパシタンスＣ４、キャパシタンスＣ８、ダ
イオードＤ工、導通状態の偏向トランジスタＱ１を経て
アースに戻る通路を経て流れる。第３図の）はトランジ
スタＱ１のベース電流ｉを示す。ベース電流ｉＢは、ト
ランジスタＱＩを飽和状態に保つためにトレースの初期
９時間ｔ８で既に供給されている点に注目する必要があ
る。

飽和トランジスタＱ１はトレースの第１半部の期間中電
流ｉ３に対するアース帰路を与える。従って、ダイオー
ドＤ１から端子２３に流れる負電流ｉ３の大きさが、端
子２３より変成器Ｔ１の巻線Ｗ１を経て端子２２ａへ流
れる負電流１２の大きさよシも大きくても、トレースの
開始時では導通トランジスタＱ１は電圧ｖ１をほぼ０に
維持する。トレースの第２半部の期間中は、電流ｉ３は
ダイオードＤ３、キャパシタンスＣキャパシタンスＣ４
およびインタリタＬ２を経て矢印の方向に循環する。

リトレース期間中、偏向電流１ｙはリトレース・キャパ
シタＣゆ、偏向巻線顯およびトレース・キャパシタＣ３
を含む電流路中を流れる。リトレース期間中低インピー
ダンスを呈するトレース・キャパシタＣは偏向電流ｉを
バイパスし、それによつｓ　　　　　　　　　　　　ｙ てリトレース期間中を通じてキャパシタＣ４とインダク
タＬ２とを含む回路６０の分枝中を流れるのを阻止する
。

この発明のまた別の特徴によれば、インダクタＬ２はリ
トレース期間中は偏向インダクタンスと並列に結合され
たキャパシタＣ３によってバイパスされるので、リトレ
ース電圧Ｖ工はＬ２によっては実質的に影響されないと
いう効果がある。これと反対に、ある種の従来技榊ゐ回
路では、内部ピンクッション歪修正を与える変調インダ
クタはりトレースの少なくとも一部の期間中、偏向巻線
と直列に結合されているので、このような変調インダク
タはりトレース電圧を増大させ、１また偏向電力消費を
増加させるという欠点がある。従って、第１図の回路１
００は他の従来技術の回路におけるよりも高い偏向周波
数、例えば２ｆＨで動作するとき、低レベルの電圧Ｂ＋
を必要とするにすぎないという効果がある。

第１図の電流ｉ３の振幅は、電流ＩＩ、□を経て左右切
換電流回路構成２５によって制御される電圧Ｖ４によっ
て変調される。第３図（ｅ）の時間ｔ工で示すトレース
の終シでは、電流ｉ３はダイオードＤ３、キャパシタン
スＣキャパシタンスＣ４およびインダクタＬ２を含む第
１図の電流路を経て漸減的に流れる。

第３図（ｆ）の電圧Ｖは第３図（ｅ）の電流ｉ３に影響
を与えることなく時間ｔ２で増加しはじめる。これは第
３図（ｆ）の時間ｔ２において第１図の電圧Ｖ４は第１
図の電６ｆＥｔ３の電、流ループ路の外にあるからであ
る。

線走査がラスタの頂部あるいは底部で生ずるとき、第３
図（ｅ）の電流ｉ３は時間ｔ３の近くで０に減少する。

線走査がラスタの中央部で生ずるとき、電流ｉは後の時
間のｔ４の近くで０に減少する。電流１３がＯと交差し
た後、第１図のダイオードＤ３は非導通状態になって、
電流ｉ３はダイオードＤ４、インダクタＬ２、キャパシ
タンスＣ４、キャパシタンスＣ３およびキャパシタンス
Ｃ１’ＬＴを経て矢印と反対方向に流れる。そのとき、
ダイオードＤ□およびトランジスタＱｌは共に非導通で
あるので、電流ｉ３はダイオードＤｌ中を流れない。キ
ャパシタンスＣＲＴの両端間の正電圧ｖ４が正である限
シ、電流ｉ３が著しく増大するのが禁止される。電圧ｖ
４はラスタの中央部および頂部−底部の走査中の時間ｔ
６およびｔヮでそれぞれＯになる。従って、電流ｉ３の
振幅は電圧ｖ４のりトレース・パルス部分の振幅および
持続時間の双方に依存する。電圧Ｖ４のりトレース・パ
ルス部分は、ラスタの頂部および底部におけるよシも中
央部においてよシ小さく且つよシ狭い。

従って、ラスタの中央部では、電圧ｖ４はラスタの頂部
および底部のいずれにおけるよりもより大きな振幅の電
流ｉ３、より大きな量の電流１ｙのＳ成形を与え、所要
の内部ピンクッション修正を行なう。

ダイオードＤ３およびＤ４は、頂部および底部のラスタ
走査の期間ｔ２−ｔ３、中央のラスタ走査の期間１２−
１４でキャパシタンスＣＲＴを電流ｉ３から分離する。

それによって、ダイオードＤ３およびＤ４は電流ｉがキ
ャパシタンスＣＲＴに電荷を加えるのを防止する。もし
電荷がキャパシタンスＣＲＴに加えられると、電圧Ｖは
上昇する。電圧Ｖ４が上昇すると、゛４流ｉ３は減少し
、好ましくない発振を生じさせる。

ダイオードＤ３およびｒ）４を除去し、代シにインダク
タＬ２の端子６０ｃを接地すると、この変形された回路
６０は、小量の内部ピンクッション修正が必要なときに
、好ましくない発振を生じさせることなく充分の内部ピ
ンクッション修正を与えることができる。

第３図（ｅ）は頂部−底部の走査および中央部の走査の
各側に対する変調された電流ｉ３の波形を示す。

中央部の走査の例に対する電流ｉ３のピーク−ピーり振
幅はより犬であることに注目する必要がある。

第３図（ｈ）は電流１３によって変調されたトレース・
キャパシタンスＣの両端間のパラボラ電圧ｖ３の波形を
示す。ラスタの中央部に関連する波形はより急傾斜であ
り、そのためラスタの頂部または底部に関連する波形よ
りもより大きな振幅の高周波成分を含んでいる。第３図
（ｅ）の中央部の走査の例では１．５Ａの電流ｉ３のピ
ーク−ビーク振幅は電流りのビーク−ピーク振幅に比し
て犬である。この比較的大きな振幅は、必要とする内部
ピンクッション修正を与えるために、パラボラ電圧ｖ３
を充分に変調するように第１図のキャパシタＣが電流ｉ
３を積分できるようにするために必要である。

第３図（ｄ）は、頂部−底部および中央部の走査の例に
対する各内部および外部ピンクッション修正をもった偏
向電流１ｙの波形を示す。ラスタの中央部では、電流１
ｙの振幅はより犬で、ラスタの頂部あるいは底部のいず
れかにおけるよりもより顕著な電流１ｙのＳ成形が得ら
れる。

第６図の）は、アースと、キャパシタンスＣ４トインタ
リタＬ２との接続点である端子６０ｂとの間の電圧ｖ６
の波形を水平周波数の時間スケールで示す。

波形は電圧ｖ４上に重畳されたキャパシタンスＣ４とＣ
５の両端間の共振電圧を示す。

外部ピンクッション修正の量に比して内部ヒンクッショ
ン修正の量はインダクタＬ２のインダクタンスを調整す
ることによって調整できるという利点がある。キャパシ
タンスＣ４およびインダク“りＬ２が線周波数軸で実質
的に共振するときに生ずる電流ｉ３の最大振幅が得られ
るようにインダクタＬ２が調整されたときに最大内部ピ
ンクッション修正が得られる。インダクタＬ２のインダ
クタンスが増加すると、電流ｉ３の振幅が減少し、Ｓ成
形の量が小さくなる。パラボラ電圧ｖ３の周波数はｆＨ
であるので、ｖ３によって制御される電流ｉ３は線周波
数１に留まっている。インダクタＬ２は回路６０の共振
回路の部分を線周波数ｆＨよりも高い周波数で共振する
ように同調させないのが好ましい。周波数軸よりも高い
周波数で共振する同調回路６０は非対称水平線形誤差を
付加する。この非対称線形誤差は、トレース期間中にお
ける電流ｉ３の０交差は例えばトレースの中央部の前に
生じ、リトレース期間中は電流ｉ３の各波形例の時間ｔ
２あるいはｔ３の前に生ずるために発生する。

幅、外部パラボラ振幅、あるいは台形のような左右制御
回路の調整は電圧ｖ４にそれに対応する変化を生じさせ
、内部ピンクッション修正の大きさに比例する変化を生
じさせる効果がある。

ダイオードＤ３およびＤ４の直列回路と並列に結合され
たダイオードＤ２を省略してもよい。ダイオードＤ２を
省略した場合は、ダイオードＤ３およびＤ４は例えばＢ
Ｙ２９９のようなより高い定格電流をもった形式のもの
とする。

第１図に示す値および装置の形式をもった偏向回路１０
０で、フィリップス社製１１００．４５ＡＸＦＳ映像管
、型Ａ６６−ＥＡＫＯＯＸＯＩ用の水平偏向を行なう偏
向回路は、９％の左右外部ラスタ歪および３％の左右内
部ラスタ歪を実質的に減少させることができる。ざらに
”ねずみの歯“歪も実質的に減少させることができると
いう効果がある。

第５図の偏向回路１００′はこの発明の他の実施例であ
る。第１図と第５図で同じ番号および符号は同じ素子、
機能を示すものである。第５図の回路１００′において
、トレースの第１半部の期間中、電流ｉ３が矢印の方向
と反対に流れると、電流ｉ３はダイオードＤ　１　／お
よびトランジスタＱ　１　／を通って流れず、代りにト
ランジスタＱ６′を流れる。従って、トレースの第１半
部の期間中はトランジスタＱ１′に対するベース駆動電
流ＩＢは必要でない。トランジスタＱ６′は共通ベース
形態で動作する。トレースの第１半部の期間中、電流ｉ
３はインダクタＬ２′、キャパシタンスＣ４′、キャパ
シタンスＣｓ′、オヨびトランジスタＱ６′のコレクタ
ーエミッタ電路を通って流れる。トレースの第２半部の
期間中、電流ｉ３はダイオードＤ３′、キャパシタンス
Ｃ８′、キャパシタンスＣ４′、およびインダクタＬ２
′ヲ通って流れる。トランジスタＱ　６／は、トレース
の第１半部の期間中、端子２８′におけるキャパシタン
スＣ８／の下側をアース電位にクランプし、フライバッ
ク変成器の巻線Ｗ　１　／のリンギングによって生ずる
可視垂直バーを押えることができる。その他の点につい
ては、第５図の回路１００′の動作は第１図の回路の動
作と同じである。

第７図に示す偏向回路１００“はこの発明のさらに他の
実施例を示す。第７図、第５図、第１図で同じ番号およ
び符号は同じ素子あるいは機能を示す。

第７図の回路１００“は通常のダイオード変調器に類似
した外部ピンクッション歪の修正を与えるものである。

回路１００“はダイオード変調器コイルＬｍ”を有し、
その一方の端部はダイオードＤ１“とＤ２“との接続端
子２８“に結合されている。コイルＬｍ〃の他端である
端子１２９“はチョークＬ１“に結合されており、該チ
ョークＬ１“は制御回路２５“によって供給される垂直
周波数の左右あるいは外部ピンクッション変調電流ＩＬ
□′を発生する。端子１２９“ドアーストの間には変調
器のトレース・キャパシタＣｍ′が結合されている。変
調器のりトレース・キャパシタＣＲＴ“およびコイルＬ
ｍ〃は、リトレース期間巾約４４■２の偏向リトレース
周波数で共振するりトレース共振回路を形成する。イン
ダクタＬｍ”中の電流ｉｍ″は水平周波数である。同様
に、偏向巻線ＬＨ／／および偏向リトレース・キャパシ
タ（＋　ＲＤｌｌは、通常のダイオード変調器における
と同様にリトレース期間中偏向リトレース周波数で共振
する第２のりトレース共振回路を形成しているインダク
タＬｍ″、偏向巻線ＬＨ″、およびキャパシタンスＣＲ
Ｄ′、ＣＲＴ′は平衡ブリッジ回路を形成しており、イ
ンダクタＬｍ′のインダクタに対する偏向巻線ＬＨ〃の
インダクタンスの比はキャパシタＣＲＴ／ｌとＣＲＤ／
／　との比に実質的に等しい。

内部ピンクッション修正回路６０“は、偏向トレース・
キャパシタンスＣ８′と直列に結合さレタキャパシタン
スＣ，／／とインダクタＬ２”とを含ンでいる。回路６
０“は、Ｍ１図および第５図の回路に関して説明した態
様と同じ態様で内部ピンクッション歪の修正を与えるこ
とができるものである。従って、内部ピンクッション歪
修正回路６ｏ“は、各種の形式の偏向および外部ピンク
ッション修正回路と関連して使用して、内部ピンクッシ
ョン歪を修正することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した内部および外部ピンクッシ
ョン歪修正装置を具えた偏向回路の実施例を示す図、 第２図は°ねずみの歯（マウスティース）°１歪が修正
されないクロスハツチ・パターンヲ示ス図、第３図は第
１図の回路の動作を説明するのに有効な波形を示す図、 第４図は内部ピンクッション歪が修正されないクロスハ
ツチ・パターンヲ示ス図、 第５図はこの発明の第２の実施例を示す図、第６図は第
１図の回路の動作を説明するのに有効な別の波形を示す
図、 第７図はダイオード変調器を含むこの発明の第３の実施
例を示す図である。 ４０・・・変調信号源、５０・・・入力信号源、６ｏ・
・・回路分枝、 Ｌ　・・・偏向巻線、■・・・リトレース電圧、ｖ８・
・・Ｈ１ 変調信号、ｖ３□・・・変調電圧、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、
Ｑ５・・・変調電圧発生手段、Ｃ・・・トレース・キャ
パシタンス、Ｃ・・・第２のキャパシタンス、Ｌ２・・
・変調インダクタンス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）偏向周波数に関連する周波数の入力信号の信号源
   と、 偏向サイクルのトレース期間中およびリトレース期間中
   、偏向巻線に上記偏向周波数の走査電流を発生させる手
   段であって、上記偏向巻線に結合されており、上記入力
   信号に応答して上記リトレース期間中は上記偏向巻線に
   リトレース電圧を発生させ、トレース期間中は上記偏向
   巻線に走査電流を発生させるスイッチング手段を含む上
   記手段と、 第２の周波数の変調信号を供給する信号源と、上記リト
   レース電圧および変調信号に応答して上記リトレース期
   間中、上記変調信号に従って変調された変調電圧を発生
   する手段と、 上記偏向巻線に結合されたトレース・キャパシタンスで
   あって、このトレース・キャパシタンス中を流れる上記
   走査電流が上記トレース期間中、上記トレース・キャパ
   シタンス中にパラボラ電圧を発生させるように、上記ト
   レース期間中、上記偏向巻線と共に第１のトレース共振
   回路を形成する上記トレース・キャパシタンスと、 上記トレース・キャパシタンスに結合された第２のキャ
   パシタンスと変調インダクタンスとを含み、上記リトレ
   ース期間中、上記変調電圧によって変調された振幅をも
   った変調電流を上記変調インダクタンス中に発生させる
   第２の共振回路を形成する回路分枝とからなり、 上記変調電流は上記トレース・キャパシタンスに供給さ
   れて上記トレース・キャパシタンス中の上記パラボラ電
   圧を、内部ピンクッション歪を減少させるような態様で
   上記変調電圧の振幅に従って変化させ、それによって上
   記トレース・キャパシタンスは実質的に上記リトレース
   期間全体を通じて上記走査電流が上記変調インダクタン
   スを避けて流れる低インピーダンス・バイパス・キャパ
   シタンスとして作用する、偏向装置。