JPS6219085B2 - - Google Patents
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- JPS6219085B2 JPS6219085B2 JP13525976A JP13525976A JPS6219085B2 JP S6219085 B2 JPS6219085 B2 JP S6219085B2 JP 13525976 A JP13525976 A JP 13525976A JP 13525976 A JP13525976 A JP 13525976A JP S6219085 B2 JPS6219085 B2 JP S6219085B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は通信の分野において使用される変調器
と復調器に関し、特に負帰還回路を役立てた変調
器と復調器に兼用できる二重平衡型の変調または
復調器に関するものである。
と復調器に関し、特に負帰還回路を役立てた変調
器と復調器に兼用できる二重平衡型の変調または
復調器に関するものである。
一般に、変調器や復調器において安定で広い周
波数帯域と良好な歪率を得る為には負帰還をかけ
ることが得策である。従来高精度のハイブリツド
トランスを用いて変調器や復調器に負帰還をかけ
ることを実現した例は多々あるが、利得の可変が
困難で、且つ装置の小型化には適さない。この為
に、結局は負帰還をかけない二重平衡型の変調、
または復調器が多く使用されているのが現状であ
る。しかし乍ら、このような変調、または復調器
は集積回路に適用することはできるが、トランジ
スタのもつ非直線性のために得られた出力の歪率
を悪くし、また直線性の部分を利用しようとすれ
ば勢い消費電力の大きいトランジスタを使用しな
ければならない。さらに、電源電圧の変動による
利得の変化も大きく、使用周波数帯域において平
坦な出力特性も得ることができないと云う種々な
欠点があつた。
波数帯域と良好な歪率を得る為には負帰還をかけ
ることが得策である。従来高精度のハイブリツド
トランスを用いて変調器や復調器に負帰還をかけ
ることを実現した例は多々あるが、利得の可変が
困難で、且つ装置の小型化には適さない。この為
に、結局は負帰還をかけない二重平衡型の変調、
または復調器が多く使用されているのが現状であ
る。しかし乍ら、このような変調、または復調器
は集積回路に適用することはできるが、トランジ
スタのもつ非直線性のために得られた出力の歪率
を悪くし、また直線性の部分を利用しようとすれ
ば勢い消費電力の大きいトランジスタを使用しな
ければならない。さらに、電源電圧の変動による
利得の変化も大きく、使用周波数帯域において平
坦な出力特性も得ることができないと云う種々な
欠点があつた。
本発明の目的は以上のごとき欠点を除去して、
低歪率、高出力、かつ電源変動によるも出力の安
定性の高い変調、または復調器を提供するにあ
る。
低歪率、高出力、かつ電源変動によるも出力の安
定性の高い変調、または復調器を提供するにあ
る。
本発明によれば、２組の差動対回路を搬送波の
半サイクル毎に交互に動作領域にして変調波また
は復調波を得る二重平衡形の変調または復調器に
おいて、該変調または復調器の出力側に接続して
該変調または復調器の出力を増幅する平衡型増幅
回路と、前記２組の差動対回路のうち動作領域に
ある差動対回路と同じ利得で出力側を前記変調ま
たは復調器の出力とともに前記平衡型増幅回路の
入力側に接続した第３の差動対回路と、前記平衡
型増幅器の出力側に入力側を接続し、前記第３の
差動対回路の入力側に出力側を接続した負帰還ル
ープを設け、前記平衡増幅器の出力より変調また
は復調波を取出すことを特徴とした変調または復
調器が得られる。
半サイクル毎に交互に動作領域にして変調波また
は復調波を得る二重平衡形の変調または復調器に
おいて、該変調または復調器の出力側に接続して
該変調または復調器の出力を増幅する平衡型増幅
回路と、前記２組の差動対回路のうち動作領域に
ある差動対回路と同じ利得で出力側を前記変調ま
たは復調器の出力とともに前記平衡型増幅回路の
入力側に接続した第３の差動対回路と、前記平衡
型増幅器の出力側に入力側を接続し、前記第３の
差動対回路の入力側に出力側を接続した負帰還ル
ープを設け、前記平衡増幅器の出力より変調また
は復調波を取出すことを特徴とした変調または復
調器が得られる。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
先ず本発明との比較のため、従来例につき第１
図、第２図を参照して説明する。平衡入力端子１
３と１４の間には搬送波が加えられ、同じく平衡
入力端子１５と１６の間には変調信号が加えられ
る。以下の説明においては、この回路が変調器に
対して適用されるごとく述べられるが、もし、こ
の回路を復調器として使用したい場合には上記入
力端子１５と１６の間に変調信号で変調された搬
送波を加えればよい。このような両者の適用の相
違に対しても、以下に述べるごとく、この回路に
作用上の相違は全くない。すなわち、この回路が
上記両者のどちらにも兼用できる所以である。再
び第１図を参照して、トランジスタ１９および２
０は加えられた搬送波の半サイクル毎に交互に動
作領域と遮断領域におかれる。それによつて、ト
ランジスタ２１と２２とよりなる差動対と、トラ
ンジスタ２３と２４とよりなる差動対とは搬送波
の半サイクル毎に交互に動作領域と遮断領域にお
かれる。ある搬送波の半サイクルでトランジスタ
２１，２２よりなる差動対が動作領域にあり、ト
ランジスタ２３，２４よりなる差動対が遮断領域
にある場合を考えると、端子１５側に加えられた
信号の極性と逆位相の出力信号がトランジスタ２
２のコレクタに現われ、端子１６側に加えられた
信号極性と逆位相の出力信号がトランジスタ２１
のコレクタに現われる。その次の搬送波の半サイ
クルでトランジスタ２３，２４よりなる差動対が
動作領域になり、トランジスタ２１，２２よりな
る差動対は遮断領域になるから、端子１５側に加
えられた信号の極性と逆位相の出力信号がトラン
ジスタ２３のコレクタに現われ、端子１６側に加
えられた信号の極性と逆位相の出力信号がトラン
ジスタ２４のコレクタに現われる。トランジスタ
２１，２３のコレクタとトランジスタ２２，２４
のコレタクとがそれぞれ結ばれている為に、平衡
出力端子１７及び１８には搬送波の半サイクル毎
に逆位相の出力信号が現われる。なお、１２は電
池、２９は上記差動対回路を定電流の状態で働か
すための定電流電源である。上記の動作を繰返え
すことによつて、搬送波の半周期毎にそれぞれ出
力端子１７および１８に現われる搬送波の振幅は
入力に加えられた変調信号の大きさに従つて変わ
るので、結果として、出力端子に変調信号で振幅
変調された形の搬送波が得られる。
図、第２図を参照して説明する。平衡入力端子１
３と１４の間には搬送波が加えられ、同じく平衡
入力端子１５と１６の間には変調信号が加えられ
る。以下の説明においては、この回路が変調器に
対して適用されるごとく述べられるが、もし、こ
の回路を復調器として使用したい場合には上記入
力端子１５と１６の間に変調信号で変調された搬
送波を加えればよい。このような両者の適用の相
違に対しても、以下に述べるごとく、この回路に
作用上の相違は全くない。すなわち、この回路が
上記両者のどちらにも兼用できる所以である。再
び第１図を参照して、トランジスタ１９および２
０は加えられた搬送波の半サイクル毎に交互に動
作領域と遮断領域におかれる。それによつて、ト
ランジスタ２１と２２とよりなる差動対と、トラ
ンジスタ２３と２４とよりなる差動対とは搬送波
の半サイクル毎に交互に動作領域と遮断領域にお
かれる。ある搬送波の半サイクルでトランジスタ
２１，２２よりなる差動対が動作領域にあり、ト
ランジスタ２３，２４よりなる差動対が遮断領域
にある場合を考えると、端子１５側に加えられた
信号の極性と逆位相の出力信号がトランジスタ２
２のコレクタに現われ、端子１６側に加えられた
信号極性と逆位相の出力信号がトランジスタ２１
のコレクタに現われる。その次の搬送波の半サイ
クルでトランジスタ２３，２４よりなる差動対が
動作領域になり、トランジスタ２１，２２よりな
る差動対は遮断領域になるから、端子１５側に加
えられた信号の極性と逆位相の出力信号がトラン
ジスタ２３のコレクタに現われ、端子１６側に加
えられた信号の極性と逆位相の出力信号がトラン
ジスタ２４のコレクタに現われる。トランジスタ
２１，２３のコレクタとトランジスタ２２，２４
のコレタクとがそれぞれ結ばれている為に、平衡
出力端子１７及び１８には搬送波の半サイクル毎
に逆位相の出力信号が現われる。なお、１２は電
池、２９は上記差動対回路を定電流の状態で働か
すための定電流電源である。上記の動作を繰返え
すことによつて、搬送波の半周期毎にそれぞれ出
力端子１７および１８に現われる搬送波の振幅は
入力に加えられた変調信号の大きさに従つて変わ
るので、結果として、出力端子に変調信号で振幅
変調された形の搬送波が得られる。
以上説明したことを以下に数式で説明する。ま
ず、変調器について説明する。
ず、変調器について説明する。
変調信号Ｐが搬送波ＣによつてＣの半サイクル
毎にスイツチングされ、Ｃの半サイクル毎にＰに
対して位相反転して増幅された信号が出力に現わ
れる（第２図参照） ここで と表現できる。
毎にスイツチングされ、Ｃの半サイクル毎にＰに
対して位相反転して増幅された信号が出力に現わ
れる（第２図参照） ここで と表現できる。
K1を利得（Tr１９又は２０のどちらか一方が
ONになつている時被変調信号Ｐの出力振巾値／入力振巾
値と すると、変調後の出力信号は以下の様になる。
ONになつている時被変調信号Ｐの出力振巾値／入力振巾
値と すると、変調後の出力信号は以下の様になる。
ここでWctの３次以上の項を無視すると、
Vo（ｔ）＝２／πK1EmcosWmt・cosWct
＝Ｋ１／πEm｛cos（Wc＋Wm）ｔ＋cos（Wc−Wm）ｔ｝
が変調器出力として得られる。使用時にはフイル
タで（Wc＋Wm）ｔの成分のみ取り出し、 Vo（ｔ）＝Ｋ１／πEmcos（Wc＋Wm）ｔ ……(3) として使用する。
タで（Wc＋Wm）ｔの成分のみ取り出し、 Vo（ｔ）＝Ｋ１／πEmcos（Wc＋Wm）ｔ ……(3) として使用する。
以上が変調器の原理であり、被変調信号Ｐと変
調信号Ｃ周波数の和、又は差の周波数成分を使用
する。
調信号Ｃ周波数の和、又は差の周波数成分を使用
する。
上記の例では和の成分の例を示した。
次に復調器について説明する。復調信号をP1と
し搬送波をC1とすると、 なお、P1は(3)式の被変調信号である。
し搬送波をC1とすると、 なお、P1は(3)式の被変調信号である。
K2を利得とすると、
Wctの３次以上を無視すると
Vo（ｔ）＝２／πK2EDcos（Wc＋Wm）ｔ・cosWct
＝Ｋ２／πＥD｛cos（Wm＋2Wc）ｔ＋cosWmt｝
が復調器出力として得られる。
使用時はフイルタでWmt成分のみ取り出し、
Vo（ｔ）＝Ｋ２／πＥDcosWmt ……(6)
となり元の信号（周波数成分）を取り出す。
このように第１図の回路は、変調器としても復
調器としても動作する。
調器としても動作する。
上記第１図の回路において、入力端子１５およ
び１６の信号入力に対する出力の利得は、 Ｖｏ／Ｖｉ＝ＲＬ／２γｅ＋Ｚ１ ……(1) と表わされる。ここに、Viは入力電圧、Voは出
力電圧、ＲLは抵抗１０と１１の負荷インピーダ
ンスの和、Z1は抵抗２５と２６のインピーダンス
の和、または抵抗２７と２８のインピーダンスの
和である。また、γｅはＫＴ／ｑＩであり、Ｋはボルツ マン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｉ
はトランジスタのコレクタに硫れる電流をそれぞ
れ表わす。従つて、(1)式より判るように、この回
路は変調器として使用するにしても、復調器とし
て使用するにしても、その伝送特性は用いられる
トランジスタの特性γｅや、抵抗のインピーダン
スＲL，Z1の影響を受ける。従つて、トランジス
タのもつている非直線性のために、出力波の歪率
は悪化するし、電源電圧の変動によるトランジス
タの定数変化は入出力間の利得の変動を招く。ま
た、抵抗のインピーダンスの変化も同様に入出力
間の利得変動を生ぜしめる。
び１６の信号入力に対する出力の利得は、 Ｖｏ／Ｖｉ＝ＲＬ／２γｅ＋Ｚ１ ……(1) と表わされる。ここに、Viは入力電圧、Voは出
力電圧、ＲLは抵抗１０と１１の負荷インピーダ
ンスの和、Z1は抵抗２５と２６のインピーダンス
の和、または抵抗２７と２８のインピーダンスの
和である。また、γｅはＫＴ／ｑＩであり、Ｋはボルツ マン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｉ
はトランジスタのコレクタに硫れる電流をそれぞ
れ表わす。従つて、(1)式より判るように、この回
路は変調器として使用するにしても、復調器とし
て使用するにしても、その伝送特性は用いられる
トランジスタの特性γｅや、抵抗のインピーダン
スＲL，Z1の影響を受ける。従つて、トランジス
タのもつている非直線性のために、出力波の歪率
は悪化するし、電源電圧の変動によるトランジス
タの定数変化は入出力間の利得の変動を招く。ま
た、抵抗のインピーダンスの変化も同様に入出力
間の利得変動を生ぜしめる。
本発明の実施例を第２図の回路図を参照して説
明すると、トランジスタ１９〜２４の差動対回路
によつて構成される変調、または復調器、および
その動作は、同じ参照符号によつて見られるごと
く、第１図の従来例と同じである。従つて、改め
て説明するを要しない。第１図の説明によつて判
るごとく、変調器の出力変調波は端子１７と１８
に導びかれる。この端子１７と１８の出力側には
新たに差動的に動作する平衡増幅器３７が接続さ
れており、端子１７および１８からの出力を受け
て、出力端子３５および３６に増幅された出力を
導びく。この平衡増幅器３７は、その入力端子１
７と出力端子３５の信号が同相であり、また入力
端子１８と出力端子３６の信号が同相の関係にあ
る。この平衡増幅器３７の出力信号は分岐されて
平衡型の帰還回路網３８を通り、出力端子３５と
同相の信号が端子３９に現われる。又出力端子３
６と同相の信号が端子４０に現われる。したがつ
て、トランジスタ３０と３１とからなる差動対
を、トランジスタ２１と２２を含む動作領域にあ
る差動対と同一利得になるごとく構成して、この
差動対のトランジスタ３０のベースにトランジス
タ２１のベースに現われている入力信号の位相と
は逆位相の関係になる帰還信号を端子３９を介し
て加える。又トランジスタ２２のベースに現われ
ている入力信号の位相と逆位相の帰還信号を端子
４０を介してトランジスタ３１のベースに加え
る。この間トランジスタ２０は遮断領域にある
為、トランジスタ２３，２４も遮断領域にある。
次の搬送波の半サイクルでは、トランジスタ２０
が動作領域にあり、トランジスタ１９は遮断領域
にある。この時端子１５，１６に加えられた変調
信号入力はトランジスタ２３，２４のコレクタに
互いに逆位相で現われる。ここで、トランジスタ
２１と２３のコレクタ、ならびに、トランジスタ
２２と２４のコレクタはそれぞれ互いに結ばれて
いる為に、平衡増幅器３７の入力端子１７，１８
に現われる信号は搬送波の前の半サイクルで平衡
増幅器３７の入力端子１７，１８に現われていた
信号と互いに逆位相の関係にある。このトランジ
スタ２３と２４のコレクタに現われた信号は平衡
増幅器３７を通して平衡出力端子３５と３６に導
びかれている。前の搬送波の半サイクルの時と同
様に、トランジスタ２３のベースに加えられる信
号入力と逆位相の帰還信号が帰還回路網３８を通
してトランジスタ３０のベースに加えられる。又
トランジスタ３１のベースにはトランジスタ２４
のベースに加えられている信号入力と逆位相の帰
還信号が帰還回路網３８を通して加えられる。こ
の半サイクルでトランジスタ１９が遮断領域にあ
る為に、トランジスタ２１，２２は遮断領域にあ
る。以上のような動作を繰り返すことによつて平
衡出力端子３５と３６から変調出力が得られる。
明すると、トランジスタ１９〜２４の差動対回路
によつて構成される変調、または復調器、および
その動作は、同じ参照符号によつて見られるごと
く、第１図の従来例と同じである。従つて、改め
て説明するを要しない。第１図の説明によつて判
るごとく、変調器の出力変調波は端子１７と１８
に導びかれる。この端子１７と１８の出力側には
新たに差動的に動作する平衡増幅器３７が接続さ
れており、端子１７および１８からの出力を受け
て、出力端子３５および３６に増幅された出力を
導びく。この平衡増幅器３７は、その入力端子１
７と出力端子３５の信号が同相であり、また入力
端子１８と出力端子３６の信号が同相の関係にあ
る。この平衡増幅器３７の出力信号は分岐されて
平衡型の帰還回路網３８を通り、出力端子３５と
同相の信号が端子３９に現われる。又出力端子３
６と同相の信号が端子４０に現われる。したがつ
て、トランジスタ３０と３１とからなる差動対
を、トランジスタ２１と２２を含む動作領域にあ
る差動対と同一利得になるごとく構成して、この
差動対のトランジスタ３０のベースにトランジス
タ２１のベースに現われている入力信号の位相と
は逆位相の関係になる帰還信号を端子３９を介し
て加える。又トランジスタ２２のベースに現われ
ている入力信号の位相と逆位相の帰還信号を端子
４０を介してトランジスタ３１のベースに加え
る。この間トランジスタ２０は遮断領域にある
為、トランジスタ２３，２４も遮断領域にある。
次の搬送波の半サイクルでは、トランジスタ２０
が動作領域にあり、トランジスタ１９は遮断領域
にある。この時端子１５，１６に加えられた変調
信号入力はトランジスタ２３，２４のコレクタに
互いに逆位相で現われる。ここで、トランジスタ
２１と２３のコレクタ、ならびに、トランジスタ
２２と２４のコレクタはそれぞれ互いに結ばれて
いる為に、平衡増幅器３７の入力端子１７，１８
に現われる信号は搬送波の前の半サイクルで平衡
増幅器３７の入力端子１７，１８に現われていた
信号と互いに逆位相の関係にある。このトランジ
スタ２３と２４のコレクタに現われた信号は平衡
増幅器３７を通して平衡出力端子３５と３６に導
びかれている。前の搬送波の半サイクルの時と同
様に、トランジスタ２３のベースに加えられる信
号入力と逆位相の帰還信号が帰還回路網３８を通
してトランジスタ３０のベースに加えられる。又
トランジスタ３１のベースにはトランジスタ２４
のベースに加えられている信号入力と逆位相の帰
還信号が帰還回路網３８を通して加えられる。こ
の半サイクルでトランジスタ１９が遮断領域にあ
る為に、トランジスタ２１，２２は遮断領域にあ
る。以上のような動作を繰り返すことによつて平
衡出力端子３５と３６から変調出力が得られる。
上記の平衡増幅器３７が出力端子３５へ入力端
子１７に加えられた信号の逆位相の信号を供給
し、また出力端子３６へ入力端子１８に加えられ
た信号の逆位相の信号を供給する時は、平衡増幅
器３７、帰還回路網３８、トランジスタ３０，３
１よりなる第３の差動対よりなる帰還ループのい
ずれかの個所で負帰還ループが形成される様に極
性を反転して接続すればよい。例えばトランジス
タ３０のコレクタを平衡増幅器３７の入力端子１
７に接続し、トランジスタ３１のコレクタを平衡
増幅器３７の入力端子１８に接続することによつ
ても極性をかえることができる。帰還回路網３８
の入力となつている端子１７，１８の位相と出力
端子３９，４０の位相が異つた時も、前述のごと
く平衡増幅器３７の入力と出力の位相が異つた時
と同様の処置をなすことにより負帰還ループを形
成することができる。
子１７に加えられた信号の逆位相の信号を供給
し、また出力端子３６へ入力端子１８に加えられ
た信号の逆位相の信号を供給する時は、平衡増幅
器３７、帰還回路網３８、トランジスタ３０，３
１よりなる第３の差動対よりなる帰還ループのい
ずれかの個所で負帰還ループが形成される様に極
性を反転して接続すればよい。例えばトランジス
タ３０のコレクタを平衡増幅器３７の入力端子１
７に接続し、トランジスタ３１のコレクタを平衡
増幅器３７の入力端子１８に接続することによつ
ても極性をかえることができる。帰還回路網３８
の入力となつている端子１７，１８の位相と出力
端子３９，４０の位相が異つた時も、前述のごと
く平衡増幅器３７の入力と出力の位相が異つた時
と同様の処置をなすことにより負帰還ループを形
成することができる。
ここで、第２図の回路において、入力端子１５
および１６に入力信号の電圧Viが与えられる
と、トランジスタ２１と２２のコレクタ、または
トランジスタ２３と２４のコレクタに流れる電流
の無信号入力時からの変化値I1は、 I1＝Ｖｉ／２γｅ＋Ｚ１ ……(2) となる。この式におけるγｅは、前記(1)式の場合
と同じＫＴ／ｑＩであり、また、Z1は抵抗２５と２６の インピーダンスの和、または抵抗２７と２８のイ
ンピーダンスの和である。他方、帰還信号端子３
９と４０の間に現われる帰還信号の電圧をVfと
すれば、トランジスタ３０と３１のコレクタに流
れる電流の無信号入力時からの変化値I2は、 I2＝−Ｖｆ／２γｅ＋Ｚｅ ……(3) となる。この式におけるZ2は抵抗３２と３３のイ
ンピーダンスの和である。従つて、出力端子３５
と３６の間の出力電圧Vo′は、 Vo′＝μＲL（I1＋I2） ……(4) となり、また帰還電圧Vfは、 Vf＝βVo′ ……(5) となる。これ等の式において、μは平衡増幅器３
７の電圧利得、βは帰還回路網３８の伝達特性で
ある。また、ＲLは(1)式における場合と同じく抵
抗１０と１１の負荷インピーダンスの和である。
ここで、(3)式に(5)式を代入すると、 I2＝−βＶｏ′／２γｅ＋Ｚ２ ……(6) となる。さらに、(4)式に(2)式と(6)式を代入する
と、入力信号に対する出力信号の利得は、 Ｖｏ′／Ｖｉ＝２γｅ＋Ｚ２／２γｅ＋Ｚ１・μＲＬ／
２γｅ＋Ｚ２＋ＲＬμβ……(7) となる。
および１６に入力信号の電圧Viが与えられる
と、トランジスタ２１と２２のコレクタ、または
トランジスタ２３と２４のコレクタに流れる電流
の無信号入力時からの変化値I1は、 I1＝Ｖｉ／２γｅ＋Ｚ１ ……(2) となる。この式におけるγｅは、前記(1)式の場合
と同じＫＴ／ｑＩであり、また、Z1は抵抗２５と２６の インピーダンスの和、または抵抗２７と２８のイ
ンピーダンスの和である。他方、帰還信号端子３
９と４０の間に現われる帰還信号の電圧をVfと
すれば、トランジスタ３０と３１のコレクタに流
れる電流の無信号入力時からの変化値I2は、 I2＝−Ｖｆ／２γｅ＋Ｚｅ ……(3) となる。この式におけるZ2は抵抗３２と３３のイ
ンピーダンスの和である。従つて、出力端子３５
と３６の間の出力電圧Vo′は、 Vo′＝μＲL（I1＋I2） ……(4) となり、また帰還電圧Vfは、 Vf＝βVo′ ……(5) となる。これ等の式において、μは平衡増幅器３
７の電圧利得、βは帰還回路網３８の伝達特性で
ある。また、ＲLは(1)式における場合と同じく抵
抗１０と１１の負荷インピーダンスの和である。
ここで、(3)式に(5)式を代入すると、 I2＝−βＶｏ′／２γｅ＋Ｚ２ ……(6) となる。さらに、(4)式に(2)式と(6)式を代入する
と、入力信号に対する出力信号の利得は、 Ｖｏ′／Ｖｉ＝２γｅ＋Ｚ２／２γｅ＋Ｚ１・μＲＬ／
２γｅ＋Ｚ２＋ＲＬμβ……(7) となる。
しかるに変調又は復調される信号が加えられる
動作領域にある差動対と帰還信号が加えられる差
動対は同一の利得をもつた相似形であるから、す
べてのトランジスタのコレクタ電流Ｉは等しく、
Z1＝Z2になるように抵抗２５，２６，２７，２
８，３２，３３が選ばれている。また、同じ利得
にするために定電流源２９と３４は同一規格とす
る。さらに通常は、（２γｅ＋Z2）≪ＲLμβであ
るから、(7)式は Ｖｏ′／Ｖｉ＝１／β ……(8) となり、利得は帰還回路網の伝達関数のみによつ
て決まる。
動作領域にある差動対と帰還信号が加えられる差
動対は同一の利得をもつた相似形であるから、す
べてのトランジスタのコレクタ電流Ｉは等しく、
Z1＝Z2になるように抵抗２５，２６，２７，２
８，３２，３３が選ばれている。また、同じ利得
にするために定電流源２９と３４は同一規格とす
る。さらに通常は、（２γｅ＋Z2）≪ＲLμβであ
るから、(7)式は Ｖｏ′／Ｖｉ＝１／β ……(8) となり、利得は帰還回路網の伝達関数のみによつ
て決まる。
このように、二重平衡型変調、または復調器の
平衡出力側に平衡増幅器を接続し、別に付加され
た第３の差動対回路に上記平衡増幅器を介して負
帰還をかけることによつて、出力電圧Vo′は(4)式
に見られるようにμとＲLと（I1＋I2）との積の形
で表わされ、さらに入力信号に対する出力信号の
利得Ｖｏ′／Ｖｉは(7)式のように得られる。そして、
通常 得られる（２γｅ＋Z2）≪ＲLμβの条件のもとで
は、(7)式におけるβ以外の要素の変動にともなう
悪影響を除去することが可能になる。
平衡出力側に平衡増幅器を接続し、別に付加され
た第３の差動対回路に上記平衡増幅器を介して負
帰還をかけることによつて、出力電圧Vo′は(4)式
に見られるようにμとＲLと（I1＋I2）との積の形
で表わされ、さらに入力信号に対する出力信号の
利得Ｖｏ′／Ｖｉは(7)式のように得られる。そして、
通常 得られる（２γｅ＋Z2）≪ＲLμβの条件のもとで
は、(7)式におけるβ以外の要素の変動にともなう
悪影響を除去することが可能になる。
なお上記の実施例において、各差動対をなすト
ランジスタはNPNトランジスタのみを用いた場
合について説明したがPNPトランジスタを用いて
も同様な効果が得られることは明白である。
ランジスタはNPNトランジスタのみを用いた場
合について説明したがPNPトランジスタを用いて
も同様な効果が得られることは明白である。
以上に説明したごとく、本発明の変調、または
復調器によれば、帰還回路網の伝達関数のみを変
更することが容易に利得を変えることができる。
又いかなる搬送波の半サイクルにおいても負帰還
がかかるように動作領域にある差動対が同一利得
で動作している為電源電圧の変動により利得変化
や利得の経年変化が少い。また負帰還作用により
差動対回路の歪を互いに打ち消すので小さい電流
規格のトランジスタを使用しても良好な歪率を得
ることができる。又平衡増幅器の電力利得をあげ
れば大きな電力を能率よく取り出すことも可能で
ある。
復調器によれば、帰還回路網の伝達関数のみを変
更することが容易に利得を変えることができる。
又いかなる搬送波の半サイクルにおいても負帰還
がかかるように動作領域にある差動対が同一利得
で動作している為電源電圧の変動により利得変化
や利得の経年変化が少い。また負帰還作用により
差動対回路の歪を互いに打ち消すので小さい電流
規格のトランジスタを使用しても良好な歪率を得
ることができる。又平衡増幅器の電力利得をあげ
れば大きな電力を能率よく取り出すことも可能で
ある。
第１図は従来の変調、または復調器の回路図、
第２図は第１図の変調器動作における説明波形を
示す。第３図は本発明による変調、または復調器
の実施例を示す回路図である。 １３，１４：搬送波平衡入力端子、１５，１
６：信号平衡入力端子、３５，３６：平衡出力端
子、３７：平衡増幅器、３８：帰還回路網、２
１，２２：第１の差動対用トランジスタ、２３，
２４：第２の差動対用トランジスタ、３０，３
１：第３の差動対用トランジスタ。
第２図は第１図の変調器動作における説明波形を
示す。第３図は本発明による変調、または復調器
の実施例を示す回路図である。 １３，１４：搬送波平衡入力端子、１５，１
６：信号平衡入力端子、３５，３６：平衡出力端
子、３７：平衡増幅器、３８：帰還回路網、２
１，２２：第１の差動対用トランジスタ、２３，
２４：第２の差動対用トランジスタ、３０，３
１：第３の差動対用トランジスタ。
Claims (1)
- １ ２組の差動対回路を搬送波の半サイクル毎に
交互に動作領域にして変調波または復調波を得る
二重平衡形の変調または復調器において、該変調
または復調器の出力側に接続して該変調または復
調器の出力を増幅する平衡型増幅回路と、前記２
組の差動対回路のうち動作領域にある差動対回路
と同じ利得で出力側を前記変調または復調器の出
力とともに前記平衡型増幅回路の入力側に接続し
た第３の差動対回路と、前記平衡型増幅回路の出
力側に入力側を接続し、前記第３の差動対回路の
入力側に出力側を接続した負帰還ループとを設
け、前記平衡型増幅回路の出力より変調または復
調波を取出すことを特徴とした変調または復調
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13525976A JPS5360552A (en) | 1976-11-12 | 1976-11-12 | Modulator or demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13525976A JPS5360552A (en) | 1976-11-12 | 1976-11-12 | Modulator or demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5360552A JPS5360552A (en) | 1978-05-31 |
| JPS6219085B2 true JPS6219085B2 (ja) | 1987-04-27 |
Family
ID=15147510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13525976A Granted JPS5360552A (en) | 1976-11-12 | 1976-11-12 | Modulator or demodulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5360552A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58171105A (ja) * | 1982-03-31 | 1983-10-07 | Toshiba Corp | 振幅変調器 |
| JP3506587B2 (ja) * | 1997-08-19 | 2004-03-15 | アルプス電気株式会社 | 二重平衡変調器及び四相位相変調器並びにデジタル通信機 |
-
1976
- 1976-11-12 JP JP13525976A patent/JPS5360552A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5360552A (en) | 1978-05-31 |
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