JPS62181676A - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS62181676A JPS62181676A JP61023244A JP2324486A JPS62181676A JP S62181676 A JPS62181676 A JP S62181676A JP 61023244 A JP61023244 A JP 61023244A JP 2324486 A JP2324486 A JP 2324486A JP S62181676 A JPS62181676 A JP S62181676A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、インバータ装置(可変周波数電源装置)に
関し、特に比較的小容量の誘導電動機を駆動するのに適
したインバータ装置に関するものでめる0 〔従来の技術〕 第4し1はこの種の従来のインバータ装置を示す回路構
成図であり、この回路構成は例えは総合電子出版社発行
[ACサーボモータとマイコン制御」(見城尚志監修)
など多くの文献に示されているものである。同図におい
て、IVi入力もれた三相交流電力を直流電力に変換す
る整流回路で、ダイオードブリッジにより構成逼れてい
るo2はリアクタ及びコンデンサから成るフィルタ、3
は整流して得られた直流電力を再び交流電力に変換する
電力逆変換回路で、トランジスタ等のスイッチング1子
aa〜3fのブリッジにより構成1ねているo41’i
電力逆変換回路3を各スイッチング素子38〜3fにス
イッチング信号を与えて駆動する駆1j11回路、5は
指令電圧及び指令周波数に応じて上記スイッチング信号
を変化させる出力制御回路である。
関し、特に比較的小容量の誘導電動機を駆動するのに適
したインバータ装置に関するものでめる0 〔従来の技術〕 第4し1はこの種の従来のインバータ装置を示す回路構
成図であり、この回路構成は例えは総合電子出版社発行
[ACサーボモータとマイコン制御」(見城尚志監修)
など多くの文献に示されているものである。同図におい
て、IVi入力もれた三相交流電力を直流電力に変換す
る整流回路で、ダイオードブリッジにより構成逼れてい
るo2はリアクタ及びコンデンサから成るフィルタ、3
は整流して得られた直流電力を再び交流電力に変換する
電力逆変換回路で、トランジスタ等のスイッチング1子
aa〜3fのブリッジにより構成1ねているo41’i
電力逆変換回路3を各スイッチング素子38〜3fにス
イッチング信号を与えて駆動する駆1j11回路、5は
指令電圧及び指令周波数に応じて上記スイッチング信号
を変化させる出力制御回路である。
このような回路構成を有した従来のインバータ装置にお
いては、制御回路5から指令電圧(設定′電圧)及び指
令周波数(設定周波数)に応じた矩形波PWM(パルス
幅変調)信号が出力妊れ、その信号に対応して゛1力逆
変換部3の各スイッチング素子38〜3fにそれぞれの
スイッチング信号が駆動回路4より出力される。これに
より、整流回路lにて変換された直流が再び三相交流に
変換され、所定の電圧、周波数の交流電力が誘導電動機
などの負荷へ供給きれる。
いては、制御回路5から指令電圧(設定′電圧)及び指
令周波数(設定周波数)に応じた矩形波PWM(パルス
幅変調)信号が出力妊れ、その信号に対応して゛1力逆
変換部3の各スイッチング素子38〜3fにそれぞれの
スイッチング信号が駆動回路4より出力される。これに
より、整流回路lにて変換された直流が再び三相交流に
変換され、所定の電圧、周波数の交流電力が誘導電動機
などの負荷へ供給きれる。
次に、上記矩形波PWM信号によりスイッチング素子3
8〜3fを制御する動作について第5図。
8〜3fを制御する動作について第5図。
第6図のタイミングチャートにより詳細に説明する。
電力変換部3の各スイッチング素子38〜3fに与えら
れるスイッチング信号5a−3fの矩形渡分は第5図1
21に示すようになり、このタイミングでパルスが与え
られると電力逆変換回路3の各相1 、 S 、 Tの
出力端電圧Vr、Vs、Vt1d第5図(blに示すよ
うになり、又線間電圧Vr−s。
れるスイッチング信号5a−3fの矩形渡分は第5図1
21に示すようになり、このタイミングでパルスが与え
られると電力逆変換回路3の各相1 、 S 、 Tの
出力端電圧Vr、Vs、Vt1d第5図(blに示すよ
うになり、又線間電圧Vr−s。
Vs−t、Vt−rは第5171telに示すようにな
る0但し、図中Eは整流後の直流電圧(以下母線電圧と
いう)である。第51%+lblからも明らかなように
、出力電圧は振幅2/3Eの波形を有した交流電圧であ
り、その実効値Veは となる。
る0但し、図中Eは整流後の直流電圧(以下母線電圧と
いう)である。第51%+lblからも明らかなように
、出力電圧は振幅2/3Eの波形を有した交流電圧であ
り、その実効値Veは となる。
又、出力周波数は第5図(alに示した矩形波の周波数
を変えることによって変化する0第6図ta+は、図中
細い線で表わした第5[1Vl(alの矩形波の部分を
チョッピングした波形を示したものである。このように
して得られた出力電圧Vr、Vs、Vtは第6図(bJ
に示すような波形となるが、これは第5図1b+の波形
と周波数は同じでチョッピングされた波形となっている
5、このチョッピングのデユープEとなる。即ち、駆動
回路4はスイッチング信号を電力逆変換部3に入力して
その出力を制御するが、その際上述したように矩形波に
よって出力周波数を変化させることができ、又チョッピ
ングのデユーティ比によって出方電圧を変化嘔せること
ができる。このように、制御回路5にて矩形波PWM信
号を制御し、各スイッチング素子3aS3fのスイッチ
ング信号を変化δぜることにより任意の出力電圧■及び
出力周波数FのV−Fパターンを得ることができ、誘導
電動機等の負侑を所定のV−Fパターンで駆動すること
ができる。ここで、上記矩形波PWM信号のスイッチン
グパターンは母線電圧Eが安定(一定)しているものと
して制御されており、回路構成上あるいはマイクロコン
ピュータを使用している場合にはソフトウェア上計算に
よって得られる固定されたスイッチングパターンの信号
を発生する上うに構成されている4) 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のインバータ装置は上記のように構成6れており、
制御すべきV−F’パターンに応じて予め固定されたパ
ターンのスイッチング信号により駆動しているため、電
源変動、負葡変動が生じfcfa合、特に高周波運転時
の電流増加により母線電圧が低丁しfcリリツプル分が
大きくなつfC場合、出力電圧がその影響を受けて設定
通りの値に制御することができず、トルク変動などが発
生するという問題点があった。又、母線電圧の変動を抑
制するために大容量のコンデンサやインバータ装置の大
キなコイルを用いたフィルタ2を使用1ているので、装
置が大きく高価なものになってしまうという問題点があ
った。
を変えることによって変化する0第6図ta+は、図中
細い線で表わした第5[1Vl(alの矩形波の部分を
チョッピングした波形を示したものである。このように
して得られた出力電圧Vr、Vs、Vtは第6図(bJ
に示すような波形となるが、これは第5図1b+の波形
と周波数は同じでチョッピングされた波形となっている
5、このチョッピングのデユープEとなる。即ち、駆動
回路4はスイッチング信号を電力逆変換部3に入力して
その出力を制御するが、その際上述したように矩形波に
よって出力周波数を変化させることができ、又チョッピ
ングのデユーティ比によって出方電圧を変化嘔せること
ができる。このように、制御回路5にて矩形波PWM信
号を制御し、各スイッチング素子3aS3fのスイッチ
ング信号を変化δぜることにより任意の出力電圧■及び
出力周波数FのV−Fパターンを得ることができ、誘導
電動機等の負侑を所定のV−Fパターンで駆動すること
ができる。ここで、上記矩形波PWM信号のスイッチン
グパターンは母線電圧Eが安定(一定)しているものと
して制御されており、回路構成上あるいはマイクロコン
ピュータを使用している場合にはソフトウェア上計算に
よって得られる固定されたスイッチングパターンの信号
を発生する上うに構成されている4) 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のインバータ装置は上記のように構成6れており、
制御すべきV−F’パターンに応じて予め固定されたパ
ターンのスイッチング信号により駆動しているため、電
源変動、負葡変動が生じfcfa合、特に高周波運転時
の電流増加により母線電圧が低丁しfcリリツプル分が
大きくなつfC場合、出力電圧がその影響を受けて設定
通りの値に制御することができず、トルク変動などが発
生するという問題点があった。又、母線電圧の変動を抑
制するために大容量のコンデンサやインバータ装置の大
キなコイルを用いたフィルタ2を使用1ているので、装
置が大きく高価なものになってしまうという問題点があ
った。
この発明は、このような問題点を解決するためになされ
たもので、出力電圧が安定し、設定曲りのV−Fパター
ンを発生することができ、又大きなフィルタを使用する
ことな(安(iTfiなインバータ装置を提供すること
を目的としている〇〔問題点を解決するための手段〕 この発明のインバータ装置には、入力された交流電力を
直流電力に変換する整流回路と、その直流電力を再び交
流電力に変換するスイッチング素子を有した電力逆変換
回路と、整流σれた直流電圧を検出する検出手段と、そ
の検出値及び出力電圧の設定値に応じたパルス幅のパル
ス幅変調信号を発生するパルス@変調信号発生手段と、
出力周波数の設定値に応じた周波数の矩形波信号を発生
する矩形波信号発生手段と、これらのパルス幅変調信号
と矩形波信号の論理をとって矩形波パルス幅変調信号を
発生する論理回路と、その矩形波パルス幅変調信号に基
づいて前記スイッチング素子にスイッチング信号を与え
る駆動1回路とが備えられている。
たもので、出力電圧が安定し、設定曲りのV−Fパター
ンを発生することができ、又大きなフィルタを使用する
ことな(安(iTfiなインバータ装置を提供すること
を目的としている〇〔問題点を解決するための手段〕 この発明のインバータ装置には、入力された交流電力を
直流電力に変換する整流回路と、その直流電力を再び交
流電力に変換するスイッチング素子を有した電力逆変換
回路と、整流σれた直流電圧を検出する検出手段と、そ
の検出値及び出力電圧の設定値に応じたパルス幅のパル
ス幅変調信号を発生するパルス@変調信号発生手段と、
出力周波数の設定値に応じた周波数の矩形波信号を発生
する矩形波信号発生手段と、これらのパルス幅変調信号
と矩形波信号の論理をとって矩形波パルス幅変調信号を
発生する論理回路と、その矩形波パルス幅変調信号に基
づいて前記スイッチング素子にスイッチング信号を与え
る駆動1回路とが備えられている。
、駆動回路から出力されるスイッチング信号によって電
力変換回路の各スイッチング素子が駆動され、所定の出
力電圧、出力周波数が得られる。その際、検出手段が母
線電圧を検出しており、母線電圧に変動があるとその時
の検出値と設定値に応じてPWM信号のパルス幅が変化
し、デユーティ比が変化する。これにより、母線電圧の
変動による出力′電圧の変動を防止するように上記スイ
ッチング信号が変化し、常に安定した出力となる。
力変換回路の各スイッチング素子が駆動され、所定の出
力電圧、出力周波数が得られる。その際、検出手段が母
線電圧を検出しており、母線電圧に変動があるとその時
の検出値と設定値に応じてPWM信号のパルス幅が変化
し、デユーティ比が変化する。これにより、母線電圧の
変動による出力′電圧の変動を防止するように上記スイ
ッチング信号が変化し、常に安定した出力となる。
以下、この発明の一実施例を図面について説明する。
第1図はこの発明に係るインバータ装置の回路栖成図で
ある。図において、lは整流回路、3はスイッチング素
子3a〜3fを有した電力逆変換回路、4はその駆動回
路で、これらの構成部分は従来の第4図に示した同一符
号のものと同様の部分である。6は母線電圧の検出手段
であるA/D(アナログ/ディジタル)コンバータで、
検出値をディジタル信号に変換して出力する。7はその
母線電圧の検出値と出刃電圧の設定値に応じたパルス幅
のPWM信号を発生するPWM信号発生手段1a及び出
力周波数の設定値に応じた周波数の矩形波信号を発生す
る矩形波信号発生手段7bが構成されたマイクロコンピ
ュータ、8.9H上記PWM信号及び矩形波信号の出刃
端子、+oIIi出力されたPWN1信号と矩形波信号
の論理積をとって矩形波PWM信号を出力するAND回
路で、駆動回路4はこの矩形波PWM信号に基づいてス
イッチング信号を出力する。
ある。図において、lは整流回路、3はスイッチング素
子3a〜3fを有した電力逆変換回路、4はその駆動回
路で、これらの構成部分は従来の第4図に示した同一符
号のものと同様の部分である。6は母線電圧の検出手段
であるA/D(アナログ/ディジタル)コンバータで、
検出値をディジタル信号に変換して出力する。7はその
母線電圧の検出値と出刃電圧の設定値に応じたパルス幅
のPWM信号を発生するPWM信号発生手段1a及び出
力周波数の設定値に応じた周波数の矩形波信号を発生す
る矩形波信号発生手段7bが構成されたマイクロコンピ
ュータ、8.9H上記PWM信号及び矩形波信号の出刃
端子、+oIIi出力されたPWN1信号と矩形波信号
の論理積をとって矩形波PWM信号を出力するAND回
路で、駆動回路4はこの矩形波PWM信号に基づいてス
イッチング信号を出力する。
次に動作を説明する。出力端子9がら出カ芒れる矩形波
信号は従来と同様第5図(alに示すような出力波形で
あり、又出力端子8から出力されるPWM信号は第2図
に示すようなデユーティ比t/Tの方杉波であるが、こ
れは矩形波出刃の周波数に比べて十分高い周波数を持っ
ている。そして、これらの信号がAND回路10に入力
されて論理積がとられ、第6図(alに示したようなη
J形波PVJM信号がANf)回路10から出力ちれる
。駆動回路4はこのAND回路10がら出刃された矩形
波PWM信号に従ってスイッチング信号を出力し、電力
逆変換回路3の各スイッチング素子3a〜3fを駆動す
る。ここで、出刃端子9からの矩形波信号は、マイクロ
コンピュータ1がその内部のメモリあるいはレジスタ(
図示せず)に保持している目標周波数(設定周波数)に
応じて発生され、第5図talに示したタイミングを崩
すことなく出方される。一方、出力端子8がらのPWM
信号は、目標周波数(設定周波数)に対応する目標電圧
及びA/Dコンバータ6を通して得られた母線電圧の検
出値に従ってデユーティ比が変化する。そして、このデ
ユーティ比によって出刃が決定される。
信号は従来と同様第5図(alに示すような出力波形で
あり、又出力端子8から出力されるPWM信号は第2図
に示すようなデユーティ比t/Tの方杉波であるが、こ
れは矩形波出刃の周波数に比べて十分高い周波数を持っ
ている。そして、これらの信号がAND回路10に入力
されて論理積がとられ、第6図(alに示したようなη
J形波PVJM信号がANf)回路10から出力ちれる
。駆動回路4はこのAND回路10がら出刃された矩形
波PWM信号に従ってスイッチング信号を出力し、電力
逆変換回路3の各スイッチング素子3a〜3fを駆動す
る。ここで、出刃端子9からの矩形波信号は、マイクロ
コンピュータ1がその内部のメモリあるいはレジスタ(
図示せず)に保持している目標周波数(設定周波数)に
応じて発生され、第5図talに示したタイミングを崩
すことなく出方される。一方、出力端子8がらのPWM
信号は、目標周波数(設定周波数)に対応する目標電圧
及びA/Dコンバータ6を通して得られた母線電圧の検
出値に従ってデユーティ比が変化する。そして、このデ
ユーティ比によって出刃が決定される。
第3図は上記デユーティ比を変化させる一連の動作を示
すフローチャートである。先ず、ステップ11において
目標周波数を確認し、ステップ!2でその目標周波数に
おける目#4電□圧を演算したりメモリデータ等を参照
して決定する。次に、ステップI3で母線電圧が設定値
どおりである時に発生する目標l圧に見合ったiti算
上のデユーティ比をやはり演算−またけメモリデータ等
にて決定する。そして、ステップ14でA/Dコンバー
タ6を通して母線電圧を検出し、ステップ15でその検
出値と設定値との大小を判別する。この時、母線電圧の
方が低い時はステップ16でデユーティを上げ、高い時
はステップ17でデユーティ比を下げる。又、設定値ど
おりである場合はデユーティ比の変更処理はしない。こ
のようにして決定されたデユーティ比にてPWM信号が
発生ちれ、これに基づいてスイッチング信号が駆動回路
4から出力ちれる(ステップ1 B )0以上のように
母線電圧が低下した場合は、デユーティ比を上げている
ので出力電圧は相対的に上昇しようとし、母線電圧の低
下による出力電圧の低下が防止される。
すフローチャートである。先ず、ステップ11において
目標周波数を確認し、ステップ!2でその目標周波数に
おける目#4電□圧を演算したりメモリデータ等を参照
して決定する。次に、ステップI3で母線電圧が設定値
どおりである時に発生する目標l圧に見合ったiti算
上のデユーティ比をやはり演算−またけメモリデータ等
にて決定する。そして、ステップ14でA/Dコンバー
タ6を通して母線電圧を検出し、ステップ15でその検
出値と設定値との大小を判別する。この時、母線電圧の
方が低い時はステップ16でデユーティを上げ、高い時
はステップ17でデユーティ比を下げる。又、設定値ど
おりである場合はデユーティ比の変更処理はしない。こ
のようにして決定されたデユーティ比にてPWM信号が
発生ちれ、これに基づいてスイッチング信号が駆動回路
4から出力ちれる(ステップ1 B )0以上のように
母線電圧が低下した場合は、デユーティ比を上げている
ので出力電圧は相対的に上昇しようとし、母線電圧の低
下による出力電圧の低下が防止される。
又、母線電圧が上昇した場合は、これと逆の動作となり
、出力電圧の上昇が防止され、安定した出力電圧が得ら
れる。
、出力電圧の上昇が防止され、安定した出力電圧が得ら
れる。
なお、上記デユーティ比を変化させる方法については、
第2図で示したPWM信号のパルス幅tを変化δゼる方
法、周期Tを変化させる方法、あるいは両者を複合した
方法等種々の方法が考えられることはいうまでもない。
第2図で示したPWM信号のパルス幅tを変化δゼる方
法、周期Tを変化させる方法、あるいは両者を複合した
方法等種々の方法が考えられることはいうまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、母線電圧の検
出手段を設け、その検出値と設定電圧値とに応じてPW
M信号のデユーティ比を決定し、これに基づいて電力逆
変換回路のスイッチング素子を駆動するようにしたため
、任意のV−Fパターンが得られると共に、母線電圧が
変動しても安定した出力電圧が得られ、又母線電圧の変
動が許容されることにより母線電圧安定用のフィルタを
小形なものとすることができ、あるいは無くすこともで
きるという効果がある0
出手段を設け、その検出値と設定電圧値とに応じてPW
M信号のデユーティ比を決定し、これに基づいて電力逆
変換回路のスイッチング素子を駆動するようにしたため
、任意のV−Fパターンが得られると共に、母線電圧が
変動しても安定した出力電圧が得られ、又母線電圧の変
動が許容されることにより母線電圧安定用のフィルタを
小形なものとすることができ、あるいは無くすこともで
きるという効果がある0
′@1図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第2
図は第1図のマイクロコンピュータから出力されるパル
ス幅変調信号の波形図、第3図はそのパルス幅変調信号
のデユーティ比を変化させる動作を示すフローチャート
、第4図は従来のインバータ装置の回路構成図、第5図
及び第6図はその動作を説明するためのメイミ/グチヤ
ードである。
図は第1図のマイクロコンピュータから出力されるパル
ス幅変調信号の波形図、第3図はそのパルス幅変調信号
のデユーティ比を変化させる動作を示すフローチャート
、第4図は従来のインバータ装置の回路構成図、第5図
及び第6図はその動作を説明するためのメイミ/グチヤ
ードである。
Claims (2)
- (1)入力された交流電力を直流電力に変換する整流回
路と、その直流電力を再び交流電力に変換するスイッチ
ング素子を有した電力逆変換回路と、整流された直流電
圧を検出する検出手段と、その検出値及び出力電圧の設
定値に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を発生するパ
ルス幅変調信号発生手段と、出力周波数の設定値に応じ
た周波数の矩形波信号を発生する矩形波信号発生手段と
、これらのパルス幅変調信号と矩形波信号の論理をとっ
て矩形波パルス幅変調信号を発生する論理回路と、その
矩形波パルス幅変調信号に基づいて前記スイッチング素
子にスイッチング信号を与える駆動回路とを備えたこと
を特徴とするインバータ装置。 - (2)論理回路は、論理積回路であることを特徴とする
特許請求の範囲第1項記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61023244A JPS62181676A (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61023244A JPS62181676A (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | インバ−タ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62181676A true JPS62181676A (ja) | 1987-08-10 |
Family
ID=12105184
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61023244A Pending JPS62181676A (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62181676A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1994008392A1 (en) * | 1992-10-06 | 1994-04-14 | Fanuc Ltd | Method of motor driving control |
KR100685959B1 (ko) * | 2000-01-12 | 2007-02-23 | 엘지전자 주식회사 | 모터 듀티비 제어장치 및 방법 |
-
1986
- 1986-02-05 JP JP61023244A patent/JPS62181676A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1994008392A1 (en) * | 1992-10-06 | 1994-04-14 | Fanuc Ltd | Method of motor driving control |
US5631812A (en) * | 1992-10-06 | 1997-05-20 | Fanuc Ltd. | Motor drive control method |
KR100685959B1 (ko) * | 2000-01-12 | 2007-02-23 | 엘지전자 주식회사 | 모터 듀티비 제어장치 및 방법 |
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