JPS62166784A - インバ−タ装置の制御方法 - Google Patents
インバ−タ装置の制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、交流モータの可変速制御などに用いられる
インバータ装置の制御方法に関するものでおる。
インバータ装置の制御方法に関するものでおる。
従来、モータによってミシンの駆動制御を行ない、運転
速度を変化させる場合、モータの回転速度は一定にして
おき、回転力を伝えるクラッチの結合力を変えて速度制
御を行なっている。しかし、この方法はクラッチの保守
に工数を要するので、保守を容易にするために、特開昭
５９−１８８３７７公報に示すように、三角波と、最大
値および周波数を制御することができる正弦波を比較し
てモータ制御用の制御パルスを発生させ、この制御パル
スによって定格電圧の直流電源をスイッチングして、こ
れをモータに供給する方法が提案されている。この方法
によれば、制御パルスのパルス幅と繰返し周期を制御す
ることによって、モータに供給される電圧の継続時間（
パルス幅の期間）および繰返し回数が制御できる。電圧
の継続時間が長ければ等節約に高い電圧を供給したこと
になシ、運転電圧を制御していることになる。繰返し回
数が多いことは高い周波数の電圧を供給したことになり
、運転周波数を制御したことになる。そして、第７図に
示すように定格周波数までは運転電圧Ｖと運転周波数ｆ
の比ｖ／ｆが一定の定トルク運転を行ない、定格周波数
以上の領域では運転電圧を一定にして定出力運転を行な
っている。
速度を変化させる場合、モータの回転速度は一定にして
おき、回転力を伝えるクラッチの結合力を変えて速度制
御を行なっている。しかし、この方法はクラッチの保守
に工数を要するので、保守を容易にするために、特開昭
５９−１８８３７７公報に示すように、三角波と、最大
値および周波数を制御することができる正弦波を比較し
てモータ制御用の制御パルスを発生させ、この制御パル
スによって定格電圧の直流電源をスイッチングして、こ
れをモータに供給する方法が提案されている。この方法
によれば、制御パルスのパルス幅と繰返し周期を制御す
ることによって、モータに供給される電圧の継続時間（
パルス幅の期間）および繰返し回数が制御できる。電圧
の継続時間が長ければ等節約に高い電圧を供給したこと
になシ、運転電圧を制御していることになる。繰返し回
数が多いことは高い周波数の電圧を供給したことになり
、運転周波数を制御したことになる。そして、第７図に
示すように定格周波数までは運転電圧Ｖと運転周波数ｆ
の比ｖ／ｆが一定の定トルク運転を行ない、定格周波数
以上の領域では運転電圧を一定にして定出力運転を行な
っている。
しかしながら、ＰＡＭ （パルス振巾変調）では電圧波
形は６ステツプ波形となシ常に低次高調波成分を有し、
そのため低速でのトルクリップルが大きく機械系に振動
が生ずるという欠点を有していた。
形は６ステツプ波形となシ常に低次高調波成分を有し、
そのため低速でのトルクリップルが大きく機械系に振動
が生ずるという欠点を有していた。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で、機械系の振動を軽減したインバータ装置の制御方法
を提供することにある。
で、機械系の振動を軽減したインバータ装置の制御方法
を提供することにある。
このような欠点を解決するためにこの発明は、低速時は
モータに供給する印加電圧を正弦波状にし、トルクリッ
プルを低減したものである。
モータに供給する印加電圧を正弦波状にし、トルクリッ
プルを低減したものである。
トルクリップルが減少する。
第１図はこの発明の一実施例である。同図において１は
動力用の三相電源、２ａ〜２ｎはダイオード、３３〜３
ｇはトランジスタ、４はコイル、５ａ。
動力用の三相電源、２ａ〜２ｎはダイオード、３３〜３
ｇはトランジスタ、４はコイル、５ａ。
５ｂはコンデンサ、６ａ＋８ｂは抵抗、７はインダクシ
ョンモータ（ＩＭ）である。１１はシュミット回路、１
２は差動増幅器、１３３〜１３ｃはインバータ、１４３
〜１４Ｃは比較器、１５は三角波発生器、１６８〜１６
Ｃは乗算器、１７は三相正弦波発生器、１８は電圧周波
数変換器、２０は制御部である。制御部２０は端子２０
ａからトランジスタ３ａの出力電圧を制御する信号すな
わち直流電圧指令Ｖｄｃを出力し、端子２０ｂから比較
器１４２〜１４Ｃよ多出力する制御パルスのパルス幅を
制御する信号すなわちＰＷＭ［圧指令を出力し、端子２
０Ｃから比較器１４ａ〜１４Ｃよ多出力する制御パルス
の繰返し周期を制御する信号Ｆを出力するようになって
いる。
ョンモータ（ＩＭ）である。１１はシュミット回路、１
２は差動増幅器、１３３〜１３ｃはインバータ、１４３
〜１４Ｃは比較器、１５は三角波発生器、１６８〜１６
Ｃは乗算器、１７は三相正弦波発生器、１８は電圧周波
数変換器、２０は制御部である。制御部２０は端子２０
ａからトランジスタ３ａの出力電圧を制御する信号すな
わち直流電圧指令Ｖｄｃを出力し、端子２０ｂから比較
器１４２〜１４Ｃよ多出力する制御パルスのパルス幅を
制御する信号すなわちＰＷＭ［圧指令を出力し、端子２
０Ｃから比較器１４ａ〜１４Ｃよ多出力する制御パルス
の繰返し周期を制御する信号Ｆを出力するようになって
いる。
このように構成された装置の動作は次の通シである。制
御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄｃが差動
増幅器１２およびシュミット回路１１を介して出力され
、チョッパ用のトランジスタ３ａに供給されることによ
シ、そのトランジスタ３ａがオンし、コイル４を介して
コンデンサ５ｂが充電される。充電された電圧は差動増
幅器１２に供給されるので、コンデンサ５ｂの端子電圧
Ｖｃは制御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄ
ｃによって決まる。
御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄｃが差動
増幅器１２およびシュミット回路１１を介して出力され
、チョッパ用のトランジスタ３ａに供給されることによ
シ、そのトランジスタ３ａがオンし、コイル４を介して
コンデンサ５ｂが充電される。充電された電圧は差動増
幅器１２に供給されるので、コンデンサ５ｂの端子電圧
Ｖｃは制御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄ
ｃによって決まる。
制御部２０の端子２０Ｃから出力された信号Ｆは電圧周
波数変換器１８を介して三相正弦波発生器１７に供給さ
れるので、三相正弦波発生器１７は周波数指令係号Ｆに
対応した周波数の制御用三相信号を出力する。この制御
用三相信号は制（財）部２０の端子２０ｂから出力され
るＰＷＭ％圧指令Ｖと、乗算器１６８〜１６Ｃにおいて
乗算されるので、乗算器１６２〜１６Ｃより出力される
制御用三相信号の振幅は出力電圧指令■によって制御さ
れる。
波数変換器１８を介して三相正弦波発生器１７に供給さ
れるので、三相正弦波発生器１７は周波数指令係号Ｆに
対応した周波数の制御用三相信号を出力する。この制御
用三相信号は制（財）部２０の端子２０ｂから出力され
るＰＷＭ％圧指令Ｖと、乗算器１６８〜１６Ｃにおいて
乗算されるので、乗算器１６２〜１６Ｃより出力される
制御用三相信号の振幅は出力電圧指令■によって制御さ
れる。
乗算Ｗ１６３〜１６０よ多出力された制御用三相信号と
、三角波発生器１５から出力された三角波は比較Ｗ１４
８〜１４Ｃに供給される。この時、第２図（ａ）に示す
ように、制御用三相信号の最大値が三角波の最大値より
も小さいうちは、制御用三相信号の振幅に比例してパル
ス幅が決まり、このパルスが第２図（ｂ）に示す制御用
パルスとして出力される。
、三角波発生器１５から出力された三角波は比較Ｗ１４
８〜１４Ｃに供給される。この時、第２図（ａ）に示す
ように、制御用三相信号の最大値が三角波の最大値より
も小さいうちは、制御用三相信号の振幅に比例してパル
ス幅が決まり、このパルスが第２図（ｂ）に示す制御用
パルスとして出力される。
この制御用パルスの１周期毎の平均値は第２図（ｂ）の
一点鎖線で示すように、（ａ）に示す制御用三相信号と
同じ周期で変化している。したがって、Φ）に示す制御
用パルス基本波成分は制御用三相信号の振幅および周波
数と同じものとなシ低波扁調波成分は含まない。そして
、制御用三相信号の振幅および周波数が変れば、それに
比例してパルス幅および繰返し周期が変化する。
一点鎖線で示すように、（ａ）に示す制御用三相信号と
同じ周期で変化している。したがって、Φ）に示す制御
用パルス基本波成分は制御用三相信号の振幅および周波
数と同じものとなシ低波扁調波成分は含まない。そして
、制御用三相信号の振幅および周波数が変れば、それに
比例してパルス幅および繰返し周期が変化する。
制御用三相信号の振幅が大きくなり、第３図（ａ）に示
すように、その最大値が三角波信号の最大値を越えると
、第３図（ｂ）に示すよりな制御用パルスを出力する。
すように、その最大値が三角波信号の最大値を越えると
、第３図（ｂ）に示すよりな制御用パルスを出力する。
この：１ＩＩＪ ｒＡｌ用パルスは？１ｉｌＪ 呻用三
相６号の振幅変化に完全比例した信号ではなくなシ、第
３図Φ）のパルス波形には低次高調波成分を含むが、制
御三相信号の基本波振巾は第２図（Ｉ））の基本幅振巾
よシさらに大きくするようにできる制（財）用三相信号
の振幅が更に大きくなると、第４図に／」・すように、
制御パルスは三相制御用信号の変化情報は周波数変化以
外含まなくなる。
相６号の振幅変化に完全比例した信号ではなくなシ、第
３図Φ）のパルス波形には低次高調波成分を含むが、制
御三相信号の基本波振巾は第２図（Ｉ））の基本幅振巾
よシさらに大きくするようにできる制（財）用三相信号
の振幅が更に大きくなると、第４図に／」・すように、
制御パルスは三相制御用信号の変化情報は周波数変化以
外含まなくなる。
比較器１４８〜１４Ｃよ多出力される制御パルスに応じ
てトランジスタ３ｂ〜３ｇがオ／・オフ！１ｉＩＪ 仰
され、トランジスタのオン期間だけ、コンデンサ５ｂか
ら、オンとなっているトランジスタを介して、インダク
ションモータフに駆動用の電流が供給され、インダクシ
ョンモータ７が回転する。この時、前述したように、信
号ＰＷＭを制御すると制御用三相信号の最大値が制御で
き、信号Ｆを制御すると制御用三相信号の周波数が制御
できる。そして、この情報は比較器１４８〜１４Ｇよシ
出力される制御パルスに含まれ、この制御パルスによっ
てインダクションモータ７に供給する電流をコントロー
ルするので、インダクションモータ７に供給される電源
は電圧指令■および周波数指令Ｆによって線間電圧およ
び線間電圧の周波数、すなわち運転電圧および運転周波
数が制御できることになる。
てトランジスタ３ｂ〜３ｇがオ／・オフ！１ｉＩＪ 仰
され、トランジスタのオン期間だけ、コンデンサ５ｂか
ら、オンとなっているトランジスタを介して、インダク
ションモータフに駆動用の電流が供給され、インダクシ
ョンモータ７が回転する。この時、前述したように、信
号ＰＷＭを制御すると制御用三相信号の最大値が制御で
き、信号Ｆを制御すると制御用三相信号の周波数が制御
できる。そして、この情報は比較器１４８〜１４Ｇよシ
出力される制御パルスに含まれ、この制御パルスによっ
てインダクションモータ７に供給する電流をコントロー
ルするので、インダクションモータ７に供給される電源
は電圧指令■および周波数指令Ｆによって線間電圧およ
び線間電圧の周波数、すなわち運転電圧および運転周波
数が制御できることになる。
通常、運転電圧と運転周波数を変えてモータの駆動を行
なう時、第７図に示すように、定格周波数ｆ８″！！で
は運転電圧Ｖと運転周波数ｆの比は一定として定トルク
駆動し、定格周波数以上では運転電圧を一定として定出
力駆動している。定トルク駆動にはＰＷＭ電圧指令と周
波数指令Ｆを制御することになるが、ＰＷＭ電圧指令の
レベルが高くなった時に比較器１４ａ〜１４Ｃよシ出力
される制御パルスは第３図および第４図（運転周波数が
１８以上では第４図の制御になる）に示すように電圧飽
和が起こシ、低次周波数成分が表われるとこれによって
トルクリップルが発生し、振動を生ずるようになる。こ
のようなトルクリップルは運転周波数Ｆが小さいほど影
響が大きくなるので、低速においては電圧飽和を起こさ
ない方が好ましい。
なう時、第７図に示すように、定格周波数ｆ８″！！で
は運転電圧Ｖと運転周波数ｆの比は一定として定トルク
駆動し、定格周波数以上では運転電圧を一定として定出
力駆動している。定トルク駆動にはＰＷＭ電圧指令と周
波数指令Ｆを制御することになるが、ＰＷＭ電圧指令の
レベルが高くなった時に比較器１４ａ〜１４Ｃよシ出力
される制御パルスは第３図および第４図（運転周波数が
１８以上では第４図の制御になる）に示すように電圧飽
和が起こシ、低次周波数成分が表われるとこれによって
トルクリップルが発生し、振動を生ずるようになる。こ
のようなトルクリップルは運転周波数Ｆが小さいほど影
響が大きくなるので、低速においては電圧飽和を起こさ
ない方が好ましい。
そこで、第５図に示すように、運転周波数がｆｇまでは
制御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄｃによ
って、コンデンサ５ｂに充電される電圧を最大電圧Ｖｃ
よシ十分低い一定の電圧ＶＤＣ８にしておく。そして、
ＰＷＭ電圧指令と周波数指令Ｆを制御して第７図の範囲
Ａのようにｖ／ｆが一定となるように定トルク起動を行
なう。この結果、第５図の周波数ｆｘｉでは印加電圧が
低くなったことに加えて第２図に示す動作を行なうよう
になっているので、トルクリップルは非常に小さい。
制御部２０の端子２０ａから出力される信号Ｖｄｃによ
って、コンデンサ５ｂに充電される電圧を最大電圧Ｖｃ
よシ十分低い一定の電圧ＶＤＣ８にしておく。そして、
ＰＷＭ電圧指令と周波数指令Ｆを制御して第７図の範囲
Ａのようにｖ／ｆが一定となるように定トルク起動を行
なう。この結果、第５図の周波数ｆｘｉでは印加電圧が
低くなったことに加えて第２図に示す動作を行なうよう
になっているので、トルクリップルは非常に小さい。
次に、第５図の周波数ｆ１から周波数ｆｚまでは第３図
に示す動作を行なうようになっているので、トルクリッ
プルは増えるが、印加電圧をＶＤＣ８に対して低くして
いるので、従来のものよシ十分小畑な値であシ、経世は
ほとんど気にならない。運転周波数がｆｚを越えると、
第４図に示す動作をするようになっているので、ＰＷＭ
［圧指令Ｖでは運転電圧の制御は不可能になる。このた
め、今度は直流電圧指令Ｖｄｃを制御してコンデンサ５
ｂに充電される電圧を順次上昇させることによって運転
Ｉ、１．圧を制（財）し、定格周波数ｆ３までは運転′
α圧Ｖと運転周波数ｆの比ｖ／ ｆが一定となるように
定トルク運転する。そして、運転周波数が定格周波数ｆ
８になった時点以後は、運転電圧は定格電圧Ｖｃ一定と
し、定出力運転を行なう。運転周波数ｆ２以後は第４図
に示すような波形で動作をするようになっているので、
低次トルクリップルは増大するが、多くの場合、周波数
３０ Ｈｚ以上であればトルクリップルが機械系におよ
ぼす影響が少ないので、振動はほとんど問題にならない
。
に示す動作を行なうようになっているので、トルクリッ
プルは増えるが、印加電圧をＶＤＣ８に対して低くして
いるので、従来のものよシ十分小畑な値であシ、経世は
ほとんど気にならない。運転周波数がｆｚを越えると、
第４図に示す動作をするようになっているので、ＰＷＭ
［圧指令Ｖでは運転電圧の制御は不可能になる。このた
め、今度は直流電圧指令Ｖｄｃを制御してコンデンサ５
ｂに充電される電圧を順次上昇させることによって運転
Ｉ、１．圧を制（財）し、定格周波数ｆ３までは運転′
α圧Ｖと運転周波数ｆの比ｖ／ ｆが一定となるように
定トルク運転する。そして、運転周波数が定格周波数ｆ
８になった時点以後は、運転電圧は定格電圧Ｖｃ一定と
し、定出力運転を行なう。運転周波数ｆ２以後は第４図
に示すような波形で動作をするようになっているので、
低次トルクリップルは増大するが、多くの場合、周波数
３０ Ｈｚ以上であればトルクリップルが機械系におよ
ぼす影響が少ないので、振動はほとんど問題にならない
。
なお、周波数ｆ１および周波数ｆｚはｆｌよシミ圧飽和
が始まｐ、ｆｓによシ完全６ステツプ電圧波形に移行す
るがｆｌが定まればｆｓはｖ／ｆ一定制御を行なってい
るので一義的に定まる。これらｆｘ、ｆｚは機械共振系
をさけるように選定されている。
が始まｐ、ｆｓによシ完全６ステツプ電圧波形に移行す
るがｆｌが定まればｆｓはｖ／ｆ一定制御を行なってい
るので一義的に定まる。これらｆｘ、ｆｚは機械共振系
をさけるように選定されている。
チョッパ用トランジスタ３ａは信号Ｖｄｃによってオン
・オフするスイッチング回数ｎが変化し、第６図に示す
ように運転周波数がｆｌまでは高い値を示すが、周波数
ｆｘから周波数ｆ２までは急激にスイッチング回数が減
シ、それ以後は方形電圧波形となシ、運転周波数と同一
になる。
・オフするスイッチング回数ｎが変化し、第６図に示す
ように運転周波数がｆｌまでは高い値を示すが、周波数
ｆｘから周波数ｆ２までは急激にスイッチング回数が減
シ、それ以後は方形電圧波形となシ、運転周波数と同一
になる。
機械系の騒音を発生させる要因は以上のようなトルクリ
ップルの他に、制御パルスの立上り、立下シに起因する
モータの漏れ電流によって発生する電磁騒音もある。し
かし、この騒音も起動時に印加電圧を下げていることに
よって一挙に小さくなる。
ップルの他に、制御パルスの立上り、立下シに起因する
モータの漏れ電流によって発生する電磁騒音もある。し
かし、この騒音も起動時に印加電圧を下げていることに
よって一挙に小さくなる。
なお、以上の実施例はチョッパトランジスタを用いたが
、位相制御サイリスタコンバータを用いても良い。
、位相制御サイリスタコンバータを用いても良い。
以上説明したようにこの発明は、起動時の印加電圧を低
くしているので、トルクリップルおよび漏れ電流が小さ
くなり、機械系の振動を小さくすることができるという
効果を有する。
くしているので、トルクリップルおよび漏れ電流が小さ
くなり、機械系の振動を小さくすることができるという
効果を有する。
第１図は仁の発明の一実施例を示す回路図、第２図〜第
４図は各部波形図、第５図および第７図は運転特性を示
すグラフ、第６図はスイッチング特性を示すグラフであ
る。 １・・・・電力用三相電源、２ａ〜２ｎ・・・・ダイオ
ード、３ａ〜３ｇ・・・−トランジスタ、４・−・・コ
イル、５ａ、５ｂ・・・・コンデンサ、６ａ、６ｂ１１
１１＠・抵抗、７・・・・インダクションモータ（ＩＭ
）、１２・・−・差動増幅器、１４ａ〜１４Ｃ・・・・
比較器、１５・・・・三角波発生器、１６ａ〜１６Ｃ・
−φ・乗算器、１７・・・・三相正弦波発生器、１８・
−・・電圧周波数変換器、２０・・・・制御部。 第６図 第７図 に−−Ａ ＋ 手続補正書（自発） ２、発明の名称 インバータ装置の制御方法 ３、補正をする者 代表者志岐守哉 （２） 図 面 ・−一
一一一７、補正の内容 ｆｌ） 明細書全文を別紙の通り補正する。 （２）図面の第１図を別紙の通シ補正する。 （３）図面に第８図を追加する。 以 上 明 細 書（全文補正） １、発明の名称 インバータ装置の制御方法 ２、特許請求の範囲 （１）供給された直流電圧をスイッチングして運転電圧
および運転周波数を制御するインバータ装置の制御方法
において、運転周波数が所定の値になるまでは直流電圧
を低くし、運転周波数が所定の値を越えた後は運転周波
数の上昇にともない直流電圧を上昇させることを特徴と
するインバータ装置の制御方法。 の制御方法。 まではＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を併用したことを特装室
の制御方法。 とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ族とを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ装置の
制御方法。 特徴とする特許請求の範囲第３項記載のインバータ装置
の制御方法。 （９）トルクは、運転周波数が第２の周波数を越え３、
発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 この発明は、交流モータの可変速制御表どに用いられる
インバータ装置の制御方法に関するものである。 〔従来の技術〕 従来、モータによってミシン等の駆動制御を行ない、運
転速度を変化させる場合、モータの回転速度は一定にし
ておき、回転力を伝えるクラッチの結合力を変えて速度
制御を行なっていた。しかし、この方法ではクラッチの
保守に工数を要するものであった。 このためモータ、特に交流モータを可変速制御する場合
、インバータ装置を用いて制御する仁とがあった。この
インバータ装置を制御するためには一般にＰＡＭ（Ｐｕ
ｔｓｅ Ａｍｐｔｌｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｔａｔｉｏｎ）
制御と、ＰＷＭ（Ｐｕｔｓｅ Ｗｌｄｅ Ｍｅｄｕｔｍ
ｔｉｏｎ）制御との二つの制御方法があった。 このＰＷＭ制御によシインバータ装置をを制御するもの
としては特開昭５９−１８８３７７公報に示すように、
三角波と、最大値および周波数を制御することができる
正弦波を比較してモータ制御用の制御パルスを発生させ
、この制御パルスによって定格電圧の直流電源をスイッ
チングして、これをモータに供給する方法が提案されて
いる。この方法によれば、制御パルスのパルス幅と繰返
し周期を制御することによって、モータに供給される電
圧の継続時間（パルス幅の期間）および繰返し回数が制
御できる。電圧の継続時間が長ければ等制約に高い電圧
を供給したことになり、運転電圧を制御していることに
なる。繰返し回数が多いことは高い周波数の電圧を供給
したことになシ、運転周波数を制御したことになる。そ
して、第７図に示すように定格周波数までは運転電圧マ
と運転周波数ｆの比マ／ｆが一定の定トルク運転を行な
い、定格周波数以上の領域では運転電圧を一定にして定
出力運転を行なっている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかしながらこのＰＷＭ制御によ多制御されたインバー
タによってモータを駆動する場合、モータの起動時、即
ち低速運転時にモータへの印加電圧が交流入力電圧を整
流した電圧値となシ、必要以上に印加電圧が高くなるた
め、モータの漏れ電流及び電磁騒音が犬きくなる不具合
が生じていた。 また、ＰＡＭ制御によシインバータ装置を制御した場合
、モータへ印加される電圧の相電圧波形は第８図の如く
なる。この第８図の如き波形は６ステツプ波形と呼ばれ
ておシ、方形波のため多くの低次高調波成分（３次、５
次等）が含まれている。 このためモータは基本波成分で回転する以外に、低次高
調波成分にも応答してモータが回転するので特に低速で
のトルクリップルが生じ、これによシ機械系の振動が生
じてしまうものであった。このためインバータ装置をＰ
ＡＭ制御またはＰＷＭ制御のいずれで制御した場合にお
いても、モータは不快な騒音や振動を発生することにな
シ、特にモータによりミシンを駆動する際にはモータが
ミシンテーブルの下に取付けられるため、作業者の不快
感が多く問題であった。 この発明はかかる問題点を解決するなめになされたもの
で、機械系の振動騒音を軽減したインバータ装置の制御
方法を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 このような問題点を解決する六めにこの発明では、モー
タの起動時、既ちモータの低速運転時にインバータ装置
の制御をＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を併用するようにした
ものであり、モータの低速運転時にモータへの印加電圧
を低く制御するとともに、モータへの印加電圧を正弦波
状にし、トルクリップルを低減し、機械系即ちモータの
振動、騒音を軽減したものである。 〔作用〕 トルクリップルが減少する。 〔実施例〕 第１図はこの発明の一実施例を説明するための回路図で
ある。同図において１は動力用の三相電源、２１〜２ｎ
はダイオード、３ａ〜３ｇはトランジスタ、４はコイル
、５ｍ、５ｂはコンデンサ、６ｍ。 ６ｂは抵抗、７はインダクションモータ（ＩＮ）である
。１１はシュミット回路、１２は差動増幅器、１３ ａ
〜ｌ ３ ｃは反転器、１４ｔＬ〜１４Ｃは比較器、１
５は三角波発生器、１６＆〜１６Ｃ＋は乗算器、１７は
三相正弦波発生器、１８は電圧周波数変換器、２０は制
御部である。制御部２０は端子２０＆からトランジスタ
３ａの出力電圧を制御する信号すなわち直流電圧指令Ｖ
ｄｃを出力し、端子２０ｂから比較器１４１〜１４ｅ
よυ出力する制御ノ（ルスの）くルス幅を制御する信
号すなわちｐｗｇ 電圧指令を出力し、端子２０ｅから
比較器１４８〜１４ｅより出力する制御パルスの繰返し
周期を制御する信号Ｆを出力するようになっている。 ことで制御部２０は、モータ７の運転電圧指令及び運転
回転数指令を出力し、インノく一夕装置を駆動するもの
で、ｖ／ｆ一定制御、加減速Ｉ制御を行ナウもので、マ
イクロコンピュータ等によυ構成されている。また電圧
周波数変換器１８は入力電圧に対応した周波数出力を出
すもので、一般にｖ／Ｆコンバータと呼ばれている。さ
らに三相正弦波発生器１７は変換器１８の出力周波数に
対応した周波数の三相分の正弦波を発生するものである
。 このように構成された装置の動作は次の通シでおる。制
御部２０の端子２０ａから出力される直流電圧指令信号
Ｖｄｃが差動増幅器１２およびシュミット回路１１を介
して出力され、チョツノ（用のトランジスタ３畠に供給
されることにより、そのトランジスタ３ａがオンし、コ
イル４を介してコンデンサ５ｂが充電される。充電され
た電圧は差動増幅器１ｚに供給されるので、コンデンサ
５ｂの端子電圧ＶＣは制御部２０の端子２０ ａ ２＞
−ら出力される直流電圧指令信号Ｖｄｃによって決まる
。 制御部２０の端子２０ｅから出力された周波数指令信号
Ｆは電圧周波数変換器ＩＢを介して三相正弦波発生器１
７に供給されるので、三相正弦波発生器１７は周波数指
令信号Ｆに対応し九周波数の制御用三相信号を出力する
。この制御用三相信号唸制御部２０の端子２０ｂから出
力される出力電圧指令信号Ｖと、乗算器１６＆〜１６ｃ
において乗算されるので、乗算器１６ａ〜１６ｃよシ出
力される制御用三相信号の振幅は出力電圧指令信号Ｖに
よって制御される。 乗算器１５ｔ〜１６ｅより出力された制御用三相信号と
、三角波発生器１５から出力された三角波は比較器１４
ａ〜１４ａに供給される。この時、第２図（−）に示す
ように、制御用三相信号の最大値が三角波の最大値より
も小さいうちは、制御用三相信号が第２図（ｂ）に示す
制御用パルスとして出力される。 この制御用パルスの１周期毎の平均値は第２図（ｂ）の
一点鎖線で示すように、（１）に示す制御用三相信号と
同じ周期で変化している。したがって、（ｂ）に示す制
御用パルス基本波成分は制御用三相信号の振幅および周
波数と同じものとなシ低次高調波成分社含まない。そし
て、制御用三相信号の振幅および周波数が変れば、それ
に比例してパルス幅および繰返し周期が変化する。 制御用三相信号の振幅を大きくシ九場合、第３図（＆）
に示すように、その最大値が三角波信号の最大値を越え
ると、第３図（ｂ）に示すよう表制御用パルスを出力す
る。この制御用パルスは制御用三相信号の振幅変化に完
全比例した信号ではなくなり、第３図（ｂ）のパルス波
形には低次高調波成分を含むが、制御三相信号の基本波
振幅は第２図（ｂ）の基本波振幅よりさらに大きくする
ようにできる。制御用三相信号の振幅を更に大きくする
と、第４図に示すように、制御パルスにおける三相制御
用信号比較器１４畠〜１４ｃよ多出力される制御パルス
に応じてトランジスタ３ｂ〜３ｇがオン・オフ制御され
、トランジスタのオン期間だけ、コンデンサ５ｂから、
オンとなっているトランジスタを介して、インダクショ
ンモータ７に駆動用の電流が供給され、インダクション
モータ７が回転する。この時、前述したように、出力電
圧指令信号Ｖを制御すると制御用三相信号の最大値が制
御でき、第２図〜第４図の如き変化させることができる
。周波数指令信号Ｆを制御すると制御用三相信号の周波
数が制御できる。そして、この情報は比較器１４ａ〜１
４ｅよ多出力される制御パルスに含まれ、この制御パル
スによってインダクションモータフに供給する電流をコ
ントロールするので、インダクションモータ７に供給さ
れる電源は電圧指令Ｖおよび周波数指令Ｆによって線間
電圧および線間電圧の周波数、すなわち運転電圧および
運転周波数が制御できることになる。 通常、運転電圧と運転周波数を変えてモータの駆動を行
なう時、第７図に示すように、定格周波数ｆ３までは運
転電圧Ｖと運転周波数ｆの比は一定として定トルク駆動
し、定格周波数以上では運転電圧を一定として定出力駆
動している。定トルク駆動には出力電圧指令信号Ｖと周
波数指令信号Ｆを制御することになるが、出力電圧指令
信号Ｖのレベルが高くなった時に比較器１４＆〜１４ｅ
より出力される制御パルスは第３図および第４図（運転
周波数が１３以上では第４図の制御になる）に示すよう
に電圧飽和が起こり、低次周波数成分が表われる。この
ためこれによってトルクリップルが発生し、振動を生ず
るようになる。このようなトルクリップルは運転周波数
ｆが小さいほど影響が大きくなるので、低速においては
電圧飽和を起こさない方が好ましい。 そこで、第５図に示すように、運転周波数がｆｌまでは
制御部２０の端子２０＆から出力される信号Ｖｄｅによ
って、コンデンサ５ｂに充電される電圧を最大電圧ｖｃ
よシ十分低い一定の電圧Ｖｏｃｔｘにしておく。そして
、出力電圧指令信号Ｖと周波数指令信号Ｆを制御して第
７図の範囲Ａのようにマ／ｆ が一定となるように定ト
ルク起動を行なう。 この結果、第５図の周波数ｆ！まではモータへの印加電
圧が低くなったことに加えて第２図に示す動作を行なう
ようになっているので、トルクリップルが非常に小さく
なる。次に、第５図の周波数ｆ１から周波数ｆ２ ！！
、では第３図に示す動作を行なうことになるので、トル
クリップルは増えるが、モータへの印加電圧をＶｃに対
して低（Ｖｏｅｓ にしているので、従来のものよシ十
分小さな値であり、騒音はほとんど気にならない。運転
周波数がｆ、 を超えると、第４図に示す動作をする
ことになるので、出力電圧指令信号Ｖでは運転電圧の制
御は不可能になる。このため、今度は直流電圧指令Ｖｄ
ｃを制御してコンデンサ５ｂに充電される電圧を順次上
昇させることによって運転電圧を制御し、定格周波数ｆ
３までは運転電圧Ｖと運転周波数ｆの比マ／ｆが一定と
なるように定トルク運転する。 そして、運転周波数が定格周波数ｆ３になった時点以後
は、運転電圧は定格電圧ｖｅ一定とし、定出力運転を行
なう。運転周波数がｆ、以後は第４図に示すような波形
で動作を行なうことになるので、低次トルクリップルは
増大するが、多くの場合、周波数３０Ｈｚ以上であれば
トルクリップルが機械系におよぼす影響が少ないので、
振動、騒音はほとんど問題にならない。 即ちこの実施例方法では、運転周波数が第５図に示すｆ
、以下の時には、インバータ装置をＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を併用するようにし、モータへ印加する電圧を近い
所定値に保持してＰＷＭ制御しておき、ｆ富を越えると
直流電圧ｖｔｔｃｓを上昇させ、モータへ印加する電圧
を上昇させるようにしたものである。 なお、周波数ｆｔおよび周波数ｆ２はｆｌより電圧飽和
が始−＊ｂ、ｔｚによシ完全６ステツプ電圧波形に移行
するがｆｌが定まればｆｌはマ／ｆ 一定制御を行な
っているので一義的に定まる。これらｆ１＋’Ｚは機械
共振系をさけるように選定されている。 チョッパ用トランジスタ３１は直流電圧指令信号Ｖｄｃ
によってオン・オフするスイッチング回数ｎが変化する
が、第６図に示すように運転周波数がｆｌ までは高い
値を示し、周波数ｆ１ から周波数１２までは急激にス
イッチング回数が減シ、それ以後は方形電圧波形となシ
、運転周波数と同一になる。 機械系の騒音を発生させる要因は以上のようなトルクリ
ップルの他に、制御パルスの立上シ、立下シに起因する
モータの漏れ電流によって発生する電磁騒音もある。し
かし、この騒音も起動時に印加電圧を下げていることに
よって一挙に小さくなる。 なお、以上の実施例はチョッパトランジスタを用いたが
、位相制御サイリスタコンバータを用いても良い。 〔発明の効果〕 以上説明したようＫこの発明は、起動時の印加電圧を低
くしているので、トルクリップルおよび漏れ電流が小さ
くなシ、機械系の振動を小さくすることができるという
効果を有する。 ４、図面の簡単な説明 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図〜第
４図は各部波形図、第５図および第７図は運転特性を示
すグラフ、第６図はスイッチング特性を示すグラフ、第
８図は６ステツプ波形を示す図である。 １・・・・電力用三相電源、２ａ〜２ｎ・・・・ダイオ
ード、３＆〜３ｇ−−・・トランジスタ、４・・・・コ
イル、５ｍ、５ｂ・・・・コンデンサ、６ｍ、６ｂ・・
・・抵抗、７傘−・・インダクションモータ（ＩＭ）、
１２・・・・差動増幅器、１４＆〜１４ｅ・・・・比較
器、１５・・・・三角波発生器、１６ａ〜１６ｃ・・争
・乗算器、１７・―φ・三相正弦波発生器、１８・壷・
拳電圧周波数変換器、２０・・・・制御部。
４図は各部波形図、第５図および第７図は運転特性を示
すグラフ、第６図はスイッチング特性を示すグラフであ
る。 １・・・・電力用三相電源、２ａ〜２ｎ・・・・ダイオ
ード、３ａ〜３ｇ・・・−トランジスタ、４・−・・コ
イル、５ａ、５ｂ・・・・コンデンサ、６ａ、６ｂ１１
１１＠・抵抗、７・・・・インダクションモータ（ＩＭ
）、１２・・−・差動増幅器、１４ａ〜１４Ｃ・・・・
比較器、１５・・・・三角波発生器、１６ａ〜１６Ｃ・
−φ・乗算器、１７・・・・三相正弦波発生器、１８・
−・・電圧周波数変換器、２０・・・・制御部。 第６図 第７図 に−−Ａ ＋ 手続補正書（自発） ２、発明の名称 インバータ装置の制御方法 ３、補正をする者 代表者志岐守哉 （２） 図 面 ・−一
一一一７、補正の内容 ｆｌ） 明細書全文を別紙の通り補正する。 （２）図面の第１図を別紙の通シ補正する。 （３）図面に第８図を追加する。 以 上 明 細 書（全文補正） １、発明の名称 インバータ装置の制御方法 ２、特許請求の範囲 （１）供給された直流電圧をスイッチングして運転電圧
および運転周波数を制御するインバータ装置の制御方法
において、運転周波数が所定の値になるまでは直流電圧
を低くし、運転周波数が所定の値を越えた後は運転周波
数の上昇にともない直流電圧を上昇させることを特徴と
するインバータ装置の制御方法。 の制御方法。 まではＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を併用したことを特装室
の制御方法。 とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ族とを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ装置の
制御方法。 特徴とする特許請求の範囲第３項記載のインバータ装置
の制御方法。 （９）トルクは、運転周波数が第２の周波数を越え３、
発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 この発明は、交流モータの可変速制御表どに用いられる
インバータ装置の制御方法に関するものである。 〔従来の技術〕 従来、モータによってミシン等の駆動制御を行ない、運
転速度を変化させる場合、モータの回転速度は一定にし
ておき、回転力を伝えるクラッチの結合力を変えて速度
制御を行なっていた。しかし、この方法ではクラッチの
保守に工数を要するものであった。 このためモータ、特に交流モータを可変速制御する場合
、インバータ装置を用いて制御する仁とがあった。この
インバータ装置を制御するためには一般にＰＡＭ（Ｐｕ
ｔｓｅ Ａｍｐｔｌｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｔａｔｉｏｎ）
制御と、ＰＷＭ（Ｐｕｔｓｅ Ｗｌｄｅ Ｍｅｄｕｔｍ
ｔｉｏｎ）制御との二つの制御方法があった。 このＰＷＭ制御によシインバータ装置をを制御するもの
としては特開昭５９−１８８３７７公報に示すように、
三角波と、最大値および周波数を制御することができる
正弦波を比較してモータ制御用の制御パルスを発生させ
、この制御パルスによって定格電圧の直流電源をスイッ
チングして、これをモータに供給する方法が提案されて
いる。この方法によれば、制御パルスのパルス幅と繰返
し周期を制御することによって、モータに供給される電
圧の継続時間（パルス幅の期間）および繰返し回数が制
御できる。電圧の継続時間が長ければ等制約に高い電圧
を供給したことになり、運転電圧を制御していることに
なる。繰返し回数が多いことは高い周波数の電圧を供給
したことになシ、運転周波数を制御したことになる。そ
して、第７図に示すように定格周波数までは運転電圧マ
と運転周波数ｆの比マ／ｆが一定の定トルク運転を行な
い、定格周波数以上の領域では運転電圧を一定にして定
出力運転を行なっている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかしながらこのＰＷＭ制御によ多制御されたインバー
タによってモータを駆動する場合、モータの起動時、即
ち低速運転時にモータへの印加電圧が交流入力電圧を整
流した電圧値となシ、必要以上に印加電圧が高くなるた
め、モータの漏れ電流及び電磁騒音が犬きくなる不具合
が生じていた。 また、ＰＡＭ制御によシインバータ装置を制御した場合
、モータへ印加される電圧の相電圧波形は第８図の如く
なる。この第８図の如き波形は６ステツプ波形と呼ばれ
ておシ、方形波のため多くの低次高調波成分（３次、５
次等）が含まれている。 このためモータは基本波成分で回転する以外に、低次高
調波成分にも応答してモータが回転するので特に低速で
のトルクリップルが生じ、これによシ機械系の振動が生
じてしまうものであった。このためインバータ装置をＰ
ＡＭ制御またはＰＷＭ制御のいずれで制御した場合にお
いても、モータは不快な騒音や振動を発生することにな
シ、特にモータによりミシンを駆動する際にはモータが
ミシンテーブルの下に取付けられるため、作業者の不快
感が多く問題であった。 この発明はかかる問題点を解決するなめになされたもの
で、機械系の振動騒音を軽減したインバータ装置の制御
方法を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 このような問題点を解決する六めにこの発明では、モー
タの起動時、既ちモータの低速運転時にインバータ装置
の制御をＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を併用するようにした
ものであり、モータの低速運転時にモータへの印加電圧
を低く制御するとともに、モータへの印加電圧を正弦波
状にし、トルクリップルを低減し、機械系即ちモータの
振動、騒音を軽減したものである。 〔作用〕 トルクリップルが減少する。 〔実施例〕 第１図はこの発明の一実施例を説明するための回路図で
ある。同図において１は動力用の三相電源、２１〜２ｎ
はダイオード、３ａ〜３ｇはトランジスタ、４はコイル
、５ｍ、５ｂはコンデンサ、６ｍ。 ６ｂは抵抗、７はインダクションモータ（ＩＮ）である
。１１はシュミット回路、１２は差動増幅器、１３ ａ
〜ｌ ３ ｃは反転器、１４ｔＬ〜１４Ｃは比較器、１
５は三角波発生器、１６＆〜１６Ｃ＋は乗算器、１７は
三相正弦波発生器、１８は電圧周波数変換器、２０は制
御部である。制御部２０は端子２０＆からトランジスタ
３ａの出力電圧を制御する信号すなわち直流電圧指令Ｖ
ｄｃを出力し、端子２０ｂから比較器１４１〜１４ｅ
よυ出力する制御ノ（ルスの）くルス幅を制御する信
号すなわちｐｗｇ 電圧指令を出力し、端子２０ｅから
比較器１４８〜１４ｅより出力する制御パルスの繰返し
周期を制御する信号Ｆを出力するようになっている。 ことで制御部２０は、モータ７の運転電圧指令及び運転
回転数指令を出力し、インノく一夕装置を駆動するもの
で、ｖ／ｆ一定制御、加減速Ｉ制御を行ナウもので、マ
イクロコンピュータ等によυ構成されている。また電圧
周波数変換器１８は入力電圧に対応した周波数出力を出
すもので、一般にｖ／Ｆコンバータと呼ばれている。さ
らに三相正弦波発生器１７は変換器１８の出力周波数に
対応した周波数の三相分の正弦波を発生するものである
。 このように構成された装置の動作は次の通シでおる。制
御部２０の端子２０ａから出力される直流電圧指令信号
Ｖｄｃが差動増幅器１２およびシュミット回路１１を介
して出力され、チョツノ（用のトランジスタ３畠に供給
されることにより、そのトランジスタ３ａがオンし、コ
イル４を介してコンデンサ５ｂが充電される。充電され
た電圧は差動増幅器１ｚに供給されるので、コンデンサ
５ｂの端子電圧ＶＣは制御部２０の端子２０ ａ ２＞
−ら出力される直流電圧指令信号Ｖｄｃによって決まる
。 制御部２０の端子２０ｅから出力された周波数指令信号
Ｆは電圧周波数変換器ＩＢを介して三相正弦波発生器１
７に供給されるので、三相正弦波発生器１７は周波数指
令信号Ｆに対応し九周波数の制御用三相信号を出力する
。この制御用三相信号唸制御部２０の端子２０ｂから出
力される出力電圧指令信号Ｖと、乗算器１６＆〜１６ｃ
において乗算されるので、乗算器１６ａ〜１６ｃよシ出
力される制御用三相信号の振幅は出力電圧指令信号Ｖに
よって制御される。 乗算器１５ｔ〜１６ｅより出力された制御用三相信号と
、三角波発生器１５から出力された三角波は比較器１４
ａ〜１４ａに供給される。この時、第２図（−）に示す
ように、制御用三相信号の最大値が三角波の最大値より
も小さいうちは、制御用三相信号が第２図（ｂ）に示す
制御用パルスとして出力される。 この制御用パルスの１周期毎の平均値は第２図（ｂ）の
一点鎖線で示すように、（１）に示す制御用三相信号と
同じ周期で変化している。したがって、（ｂ）に示す制
御用パルス基本波成分は制御用三相信号の振幅および周
波数と同じものとなシ低次高調波成分社含まない。そし
て、制御用三相信号の振幅および周波数が変れば、それ
に比例してパルス幅および繰返し周期が変化する。 制御用三相信号の振幅を大きくシ九場合、第３図（＆）
に示すように、その最大値が三角波信号の最大値を越え
ると、第３図（ｂ）に示すよう表制御用パルスを出力す
る。この制御用パルスは制御用三相信号の振幅変化に完
全比例した信号ではなくなり、第３図（ｂ）のパルス波
形には低次高調波成分を含むが、制御三相信号の基本波
振幅は第２図（ｂ）の基本波振幅よりさらに大きくする
ようにできる。制御用三相信号の振幅を更に大きくする
と、第４図に示すように、制御パルスにおける三相制御
用信号比較器１４畠〜１４ｃよ多出力される制御パルス
に応じてトランジスタ３ｂ〜３ｇがオン・オフ制御され
、トランジスタのオン期間だけ、コンデンサ５ｂから、
オンとなっているトランジスタを介して、インダクショ
ンモータ７に駆動用の電流が供給され、インダクション
モータ７が回転する。この時、前述したように、出力電
圧指令信号Ｖを制御すると制御用三相信号の最大値が制
御でき、第２図〜第４図の如き変化させることができる
。周波数指令信号Ｆを制御すると制御用三相信号の周波
数が制御できる。そして、この情報は比較器１４ａ〜１
４ｅよ多出力される制御パルスに含まれ、この制御パル
スによってインダクションモータフに供給する電流をコ
ントロールするので、インダクションモータ７に供給さ
れる電源は電圧指令Ｖおよび周波数指令Ｆによって線間
電圧および線間電圧の周波数、すなわち運転電圧および
運転周波数が制御できることになる。 通常、運転電圧と運転周波数を変えてモータの駆動を行
なう時、第７図に示すように、定格周波数ｆ３までは運
転電圧Ｖと運転周波数ｆの比は一定として定トルク駆動
し、定格周波数以上では運転電圧を一定として定出力駆
動している。定トルク駆動には出力電圧指令信号Ｖと周
波数指令信号Ｆを制御することになるが、出力電圧指令
信号Ｖのレベルが高くなった時に比較器１４＆〜１４ｅ
より出力される制御パルスは第３図および第４図（運転
周波数が１３以上では第４図の制御になる）に示すよう
に電圧飽和が起こり、低次周波数成分が表われる。この
ためこれによってトルクリップルが発生し、振動を生ず
るようになる。このようなトルクリップルは運転周波数
ｆが小さいほど影響が大きくなるので、低速においては
電圧飽和を起こさない方が好ましい。 そこで、第５図に示すように、運転周波数がｆｌまでは
制御部２０の端子２０＆から出力される信号Ｖｄｅによ
って、コンデンサ５ｂに充電される電圧を最大電圧ｖｃ
よシ十分低い一定の電圧Ｖｏｃｔｘにしておく。そして
、出力電圧指令信号Ｖと周波数指令信号Ｆを制御して第
７図の範囲Ａのようにマ／ｆ が一定となるように定ト
ルク起動を行なう。 この結果、第５図の周波数ｆ！まではモータへの印加電
圧が低くなったことに加えて第２図に示す動作を行なう
ようになっているので、トルクリップルが非常に小さく
なる。次に、第５図の周波数ｆ１から周波数ｆ２ ！！
、では第３図に示す動作を行なうことになるので、トル
クリップルは増えるが、モータへの印加電圧をＶｃに対
して低（Ｖｏｅｓ にしているので、従来のものよシ十
分小さな値であり、騒音はほとんど気にならない。運転
周波数がｆ、 を超えると、第４図に示す動作をする
ことになるので、出力電圧指令信号Ｖでは運転電圧の制
御は不可能になる。このため、今度は直流電圧指令Ｖｄ
ｃを制御してコンデンサ５ｂに充電される電圧を順次上
昇させることによって運転電圧を制御し、定格周波数ｆ
３までは運転電圧Ｖと運転周波数ｆの比マ／ｆが一定と
なるように定トルク運転する。 そして、運転周波数が定格周波数ｆ３になった時点以後
は、運転電圧は定格電圧ｖｅ一定とし、定出力運転を行
なう。運転周波数がｆ、以後は第４図に示すような波形
で動作を行なうことになるので、低次トルクリップルは
増大するが、多くの場合、周波数３０Ｈｚ以上であれば
トルクリップルが機械系におよぼす影響が少ないので、
振動、騒音はほとんど問題にならない。 即ちこの実施例方法では、運転周波数が第５図に示すｆ
、以下の時には、インバータ装置をＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を併用するようにし、モータへ印加する電圧を近い
所定値に保持してＰＷＭ制御しておき、ｆ富を越えると
直流電圧ｖｔｔｃｓを上昇させ、モータへ印加する電圧
を上昇させるようにしたものである。 なお、周波数ｆｔおよび周波数ｆ２はｆｌより電圧飽和
が始−＊ｂ、ｔｚによシ完全６ステツプ電圧波形に移行
するがｆｌが定まればｆｌはマ／ｆ 一定制御を行な
っているので一義的に定まる。これらｆ１＋’Ｚは機械
共振系をさけるように選定されている。 チョッパ用トランジスタ３１は直流電圧指令信号Ｖｄｃ
によってオン・オフするスイッチング回数ｎが変化する
が、第６図に示すように運転周波数がｆｌ までは高い
値を示し、周波数ｆ１ から周波数１２までは急激にス
イッチング回数が減シ、それ以後は方形電圧波形となシ
、運転周波数と同一になる。 機械系の騒音を発生させる要因は以上のようなトルクリ
ップルの他に、制御パルスの立上シ、立下シに起因する
モータの漏れ電流によって発生する電磁騒音もある。し
かし、この騒音も起動時に印加電圧を下げていることに
よって一挙に小さくなる。 なお、以上の実施例はチョッパトランジスタを用いたが
、位相制御サイリスタコンバータを用いても良い。 〔発明の効果〕 以上説明したようＫこの発明は、起動時の印加電圧を低
くしているので、トルクリップルおよび漏れ電流が小さ
くなシ、機械系の振動を小さくすることができるという
効果を有する。 ４、図面の簡単な説明 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図〜第
４図は各部波形図、第５図および第７図は運転特性を示
すグラフ、第６図はスイッチング特性を示すグラフ、第
８図は６ステツプ波形を示す図である。 １・・・・電力用三相電源、２ａ〜２ｎ・・・・ダイオ
ード、３＆〜３ｇ−−・・トランジスタ、４・・・・コ
イル、５ｍ、５ｂ・・・・コンデンサ、６ｍ、６ｂ・・
・・抵抗、７傘−・・インダクションモータ（ＩＭ）、
１２・・・・差動増幅器、１４＆〜１４ｅ・・・・比較
器、１５・・・・三角波発生器、１６ａ〜１６ｃ・・争
・乗算器、１７・―φ・三相正弦波発生器、１８・壷・
拳電圧周波数変換器、２０・・・・制御部。
Claims (1)
- 供給された直流電圧をスイッチングして運転電圧および
運転周波数を制御するインバータ装置の制御方法におい
て、運転周波数が所定の値になるまでは直流電圧を低く
し、運転周波数が所定の値を越えた後は運転周波数の上
昇にともない直流電圧を上昇させることを特徴とするイ
ンバータ装置の制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61007101A JPS62166784A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | インバ−タ装置の制御方法 |
| KR1019870000262A KR900003482B1 (ko) | 1986-01-16 | 1987-01-15 | 인버터 장치의 제어 방법 |
| CN87100351A CN1007028B (zh) | 1986-01-16 | 1987-01-16 | 变换器装置的控制方法 |
| DE19873701208 DE3701208A1 (de) | 1986-01-16 | 1987-01-16 | Steuerverfahren fuer eine umkehrstufe (inverter) |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61007101A JPS62166784A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | インバ−タ装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166784A true JPS62166784A (ja) | 1987-07-23 |
Family
ID=11656688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61007101A Pending JPS62166784A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | インバ−タ装置の制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62166784A (ja) |
| KR (1) | KR900003482B1 (ja) |
| CN (1) | CN1007028B (ja) |
| DE (1) | DE3701208A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104135165B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-06-13 | 南京航空航天大学 | 交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE4042377C2 (de) * | 1990-04-27 | 1996-11-14 | Baumueller Nuernberg Gmbh | Elektrische Antriebseinrichtung für ein Fahrzeug |
| DE4422275C2 (de) * | 1994-06-15 | 1997-09-25 | Abb Daimler Benz Transp | Verfahren zum Betrieb von Drehstrommotoren |
| JP2002204596A (ja) * | 2001-01-05 | 2002-07-19 | Honda Motor Co Ltd | インバータ制御式発電機 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3403318A (en) * | 1965-11-01 | 1968-09-24 | Borg Warner | Static inverter system with frequency regulation of inverter output voltage as a function of inverter input voltage amplitude |
| JPS59188377A (ja) * | 1983-04-08 | 1984-10-25 | Mitsubishi Electric Corp | パルス幅変調方式電圧形インバ−タの制御方法 |
| DE3313120A1 (de) * | 1983-04-12 | 1984-10-18 | Danfoss As | Digitale steuereinrichtung fuer einen wechselrichter |
-
1986
- 1986-01-16 JP JP61007101A patent/JPS62166784A/ja active Pending
-
1987
- 1987-01-15 KR KR1019870000262A patent/KR900003482B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-01-16 DE DE19873701208 patent/DE3701208A1/de active Granted
- 1987-01-16 CN CN87100351A patent/CN1007028B/zh not_active Expired
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN104135165B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-06-13 | 南京航空航天大学 | 交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR900003482B1 (ko) | 1990-05-19 |
| DE3701208A1 (de) | 1987-07-23 |
| KR870007603A (ko) | 1987-08-20 |
| DE3701208C2 (ja) | 1992-02-06 |
| CN87100351A (zh) | 1987-09-30 |
| CN1007028B (zh) | 1990-02-28 |
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