CN104135165B - 交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、直流输出电路、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器通过并联一个直流输出电路来实现调节输出交流电压可调的功能；这种结构的控制方法采用比例‑积分控制法，采集系统的电压和电流信号，并产生逆变器各个开关的PWM驱动信号的实现步骤；本发明能够同时输出交流电压和直流电压，在分布式发电系统等应用场合中能够实现交/直流输出一体化运行，对减轻系统体积和重量有较大帮助；而且交流输出电压幅值既可大于又可小于交流输入电源电压幅值，突破了现有双级式矩阵变换器系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。

Description

交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种电能变换方法，特别涉及一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法。

背景技术

矩阵式变换器是一种新型的AC-AC变换器，具有体积小、重量轻和工作寿命长的特点，被当作目前大量应用的双PWM变换器的替代拓扑之一，在国内外被广泛研究。双级式矩阵变换器是矩阵变换器的一种子类，包括电流型变换器(Current Source Converter,CSC)和电压型变换器(Voltage Source Converter,VSC)两个部分，两个部分通过直流中间直流母线相连，但无直流储能元件。相较于传统矩阵变换器，双级式矩阵变换器具有箝位电路简单、换流控制策略容易实现等优点，在一定条件下可减少开关数量，获得了研究人员的广泛关注。

基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统主要有两种结构，如附图1和图2所示。在附图1中，三相交流电源通过LC滤波器接到CSC的三相交流输入端，三相交流负载通过滤波电感接到VSC的三相交流输出端。在附图2中，三相交流电源通过滤波电感接到VSC的三相交流输入端，三相交流负载通过LC滤波器接到CSC的三相交流输出端。双级式矩阵变换器具有如下电压传输关系：VSC的交流端电压幅值小于CSC的交流端电压幅值的0.866倍。若忽略滤波电感压降，则可得到如下结论：负载电压幅值小于电源电压幅值的0.866倍，系统只能实现降压变换；电源电压幅值小于负载电压的0.866倍，系统只能实现升压变换。

发明内容

所要解决的技术问题：

在一些工业应用场合，如在分布式发电系统中，交流负载要求变换器的输出电压幅值既能大于电源电压幅值又能小于电源电压幅值，即变换器能够同时实现升压和降压变换。

此外，交流负载和直流负载同时存在，要求电能变换装置能够同时输出交流电压和直流电压。针对这两个问题，本发明基于双级式矩阵变换器，提出一种可输出交流电压和直流电压的系统拓扑结构及其控制方法，同时交流输出电压幅值即可大于或者小于电源电压幅值，突破了双级式矩阵变换器电压传输关系的约束。

技术方案：

为了实现以上功能，本发明提供了一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器，所述直流负载侧滤波器包括滤波电容和滤波电感，直流负载侧滤波器的滤波电容与电流型逆变器的输出端相连接；

其特征在于，还包括一个并联在电压型整流器和电流型逆变器之间的直流输出电路，所述直流输出电路包括：

连接到直流母线正端(P)的第四滤波电容(C4)，所述第四滤波电容(C4)的另一端连接第十三二极管(D13)的阳极；

连接到直流母线正端(P)的第七滤波器(L7)与直流负载(R_D)串联，所述直流负载(R_D)的另一端连接第十三二极管(D13)的阳极；

所述第十三二极管(D13)的阴极与第十三全控型器件(V13)的集电极相连，所述第十三全控型器件(V13)的发射极与直流母线负端相连。

所述电压型整流器为常规的三相全桥PWM整流器或者常规的三相全桥PWM逆变器。

所述电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联构成。

一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的控制方法，其特征在于在每个开关周期内均进行如下步骤控制过程：

第1步：采集三相交流负载电压u_LA、u_LB、u_LC，采集直流负载(R_D)电压u_Lm2，采集三相交流电源电压u_SU、u_gV、u_gW，采集三相交流负载电流i_SU、i_SV、i_SW；根据采集到的数据，由式(1)计算出三相交流负载电压幅值u_Lm1；

第2步：设定三相交流负载电压幅值的参考值为u_Lm1 ^*，采用第一比例-积分调节器闭环控制交流电压幅值，产生电流型逆变器交流侧电流幅值给定值_iIm1 ^*，其表达式为：

其中，K_p1和K_i1分别为第一比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；并且，依据同法，设定直流负载(R_D)电压幅值的参考值为u_Lm2 ^*，采用第二比例-积分调节器闭环控制直流负载电压幅值，产生流过第十三二极管(D13)的电流的参考值i_Im2 ^*，i_Im2 ^*的表达式为：

其中，K_p2和K_i2分别为第二比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；流过第十三二极管(D13)的电流同时代表了直流输出电路由变换器的直流母线上吸收的电流；

第3步：根据采集到的三相交流电源电压u_SU、u_SV、u_SW，计算出三相交流电源电压的幅值u_Sm：

根据atan2(y,x)，计算出三相交流电源电压的相角；

其中，函数atan2(y,x)表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点(x,y)形成的射线与横轴正方向的夹角；

第4步：采集到的三相交流电源电流i_SU、i_SV、i_SW，根据abc/dq坐标变换计算出三相交流电源电流的d轴、q轴的分量：

第5步：根据第1步和第3步计算出的变量，设定q轴电流参考值为0，根据功率守恒原则，计算三相交流电源电流d轴分量的参考值i_Sd ^*：

并计算出直流母线电压：

第6步：根据空间矢量调制算法计算出电流型逆变器所需的电流调制比m_c和第十三个全控型器件(V13)的驱动信号占空比d_D：

设定电流型逆变器电流空间矢量调制算法所需的相角信号θ_I：

其中，f_L1 ^*为期望的交流负载电压频率，t为时间变量；

第7步：采用第三比例-积分调节器控制三相交流电源电流的d轴分量，产生电压型整流器交流侧d轴电流给定值u_Rd ^*，采用第四比例-积分调节器控制三相交流电源电流的q轴分量，产生电压型整流器交流侧q轴电流给定值u_Rq ^*，u_Rd ^*和u_Rq ^*的计算式为：

其中K_p3和K_i3分别为第三比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，其中K_p4和K_i4分别为第四比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；K_p3与K_p4相等，K_i3和K_i4相等；

第8步：根据前面产生的变量，计算出电压型整流器电压空间矢量调制算法所需的电压调制比m_v和相角信号θ_R，计算式为：

第9步：在获得m_V、θ_R后，采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号；根据m_C、θ_I采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号；根据d_D产生直流输出电路的全控器件的PWM驱动信号。

有益效果：

1、本发明可同时输出三相交流电和直流电，适用于分布式发电系统等要求交直流输出一体化的工业应用场合；

2、本发明中，交流输出电压既可大于电源电压幅值，也可小于电源电压幅值，能够实现升降压变换，突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性，拓宽了双级式矩阵变换器的运行范围。

3、通过并联一个直流输出电路来实现调节输出交流电压可调的功能，并且增加一种输出类型，整个电路的拓扑结构简单，容易实现；采用比例-积分控制器对电路进行闭环控制，利用空间矢量调制算法对交流负载电压、直流负载电压以及电源电压进行控制，控制方法简单有效。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明：

图1基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统：电源位于电流型变换器侧，负载位于电压型变换器侧；

图2基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统：电源位于电压型变换器侧，负载位于电流型变换器侧；

图3本发明交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的系统结构；

图4不同的直流输出电流与交流输出电流比值(k)时，交流电压传输比(q₁)和直流电压传输比(q₂)的关系；

图5本发明交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器系统的闭环控制结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更详细的描述：

本发明提出的系统结构如附图3所示。三相交流电源通过电源侧滤波电感接到三相电压型整流器的交流输入侧，电压型整流器的结构与普通的三相全桥PWM整流器或者三相全桥PWM逆变器的结构相同。电压型整流器和三相电流型逆变器的直流母线直接相连。电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联构成。三相交流负载通过LC滤波器接到电流型逆变器的交流输出侧，其中滤波电容靠近变换器安装。一个直流输出电路由直流母线电路引出，该直流输出电路包含了一个逆阻型开关、直流负载侧LC滤波器和直流负载，其中逆阻型开关的结构与三相电流型逆变器所采用的逆阻型开关结构相同。

该系统不是简单地将直流输出功能和交流输出功能柔和在一起，而是通过两者的有机协调，实现交流输出电压幅值既可大于又可小于交流电源电压幅值的电能变换功能，突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。

具体的电路连接方式如下：

一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，包括三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、交流负载侧LC滤波器、直流输出电路，其特征在于：

电压型整流器包括第一到第六全控型器件(V1、V2、V3、V4、V5、V6)和第一到第六二极管(D1、D2、D3、D4、D5、D6)，第一全控型器件(V1)的发射极、第二全控型器件(V2)的集电极、第一二极管(D1)的阳极、第二极管(D2)的阴极相连并引出作为电压型整流器的U相交流输入端，第三全控型器件(V3)的发射极、第四全控型器件(V4)的集电极、第三二极管(D3)的阳极、第四极管(D4)的阴极相连并引出作为电压型整流器的V相交流输入端，第五全控型器件(V5)的发射极、第六全控型器件(V6)的集电极、第五二极管(D5)的阳极、第六极管(D6)的阴极相连并引出作为电压型整流器的W相交流输入端；

三相交流电源包括U相交流电源(U_U)、V相交流电源(U_V)和W相交流电源(U_W)，电源侧滤波电感包括第一到第三滤波电感(L1、L2、L3)，U相交流电源(U_U)、V相交流电源(U_V)、W相交流电源(U_W)的一端相连并形成电源中性点(N1)，U相交流电源(U_U)的另一端接到第一滤波电感(L1)的一端，第一滤波电感(L1)的另一端接到电压型整流器的U相交流输入端，V相交流电源(U_V)的另一端接到第二滤波电感(L2)的一端，第二滤波电感(L2)的另一端接到电压型整流器的V相交流输入端，W相交流电源(U_W)的另一端接到第三滤波电感(L3)的一端，第三滤波电感(L3)的另一端接到电压型整流器的W相交流输入端；

电流型逆变器包括第七到第十二全控型器件(V7、V8、V9、V10、V11、V12)和第七到第十二二极管(D7、D8、D9、D10、D11、D12)，第七全控型器件(V7)的集电极和第七二极管(D7)的阴极相连，第七全控型器件(V7)的发射极和第八二极管(D8)的阳极相连并引出作为A相交流输出端，第八二极管(D8)的阴极和第八全控型器件(V8)的集电极相连，第九全控型器件(V9)的集电极和第九二极管(D9)的阴极相连，第九全控型器件(V9)的发射极和第十二极管(D10)的阳极相连并引出作为B相交流输出端，第十二极管(D10)的阴极和第十全控型器件(V10)的集电极相连，第十一全控型器件(V11)的集电极和第十一二极管(D11)的阴极相连，第十一全控型器件(V11)的发射极和第十二二极管(D12)的阳极相连并引出作为C相交流输出端，第十二二极管(D12)的阴极和第十二全控型器件(V12)的集电极相连；

三相交流负载包括A相交流负载(R_A)、B相交流电源(R_B)和C相交流电源(R_C)，交流负载侧LC滤波器包括第四到第六滤波电感(L4、L5、L6)和第一到第三滤波电容(C1、C2、C3)，A相交流负载(R_A)、B相交流负载(R_B)、C相交流负载(R_C)、第一滤波电容(C1)、第二滤波电容(C2)、第三滤波电容(C3)的一端相连并形成负载中性点(N2)，A相交流负载(R_A)的另一端接到第四滤波电感(L4)的一端，第四滤波电感(L4)的另一端接到电流型逆变器的A相交流输出端，第一滤波电容(C1)的另一端接到电流型逆变器的A相交流输出端，B相交流负载(R_B)的另一端接到第五滤波电感(L5)的一端，第五滤波电感(L5)的另一端接到电流型逆变器的B相交流输出端，第二滤波电容(C2)的另一端接到电流型逆变器的B相交流输出端，C相交流负载(R_C)的另一端接到第六滤波电感(L6)的一端，第六滤波电感(L6)的另一端接到电流型逆变器的C相交流输出端，第三滤波电容(C3)的另一端接到电流型逆变器的C相交流输出端；

第一全控型器件(V1)的集电极、第一二极管(D1)的阴极、第三全控型器件(V3)的集电极、第三二极管(D3)的阴极、第五全控型器件(V5)的集电极、第五二极管(D5)的阴极、第七二极管(D7)的阳极、第九二极管(D9)的阳极、第十一二极管(D11)的阳极相连并形成直流母线正端(P)；第二全控型器件(V2)的发射极、第二二极管(D2)的阳极、第四全控型器件(V4)的发射极、第四二极管(D4)的阳极、第六全控型器件(V6)的发射极、第六二极管(D6)的阳极、第八全控型器件(V8)的发射极、第十全控型器件(V10)的发射极、第十二全控型器件(V12)的发射极相连并形成直流母线负端(N)；

直流输出电路包括第十三全控型器件(V13)、第十三二极管(D13)、直流负载(R_D)、直流负载侧LC滤波器；第十三全控型器件(V13)的发射极与直流母线负端(N)相连，第十三全控型器件(V13)的集电极与第十三二极管(D13)的阴极相连；直流负载侧LC滤波器包括第七滤波电感(L7)和第四滤波电容(C4)，第四滤波电容(C4)的一端接到直流母线正端(P)，第四滤波电容的另一端接到第十三二极管(D13)的阳极，直流负载(R_D)的一端和第七滤波电感(L7)的一端相连，第七滤波电感的另一端和直流母线正端(P)相连，直流负载(R_D)的另一端和第十三二极管(D13)的阳极相连。

下面对该系统交流输出电压升/降可调的功能予以说明。定义电流型逆变器交流输出电流(即附图3中的i_IA、i_IB、i_IC)的幅值为i_Im1，交流负载电压(即附图3中的u_LA、u_LB、u_LC)的幅值为u_Lm1，直流输出电路由直流母线吸收的电流为i_Im2，直流负载电压的幅值为u_Lm2，电压型整流器输出的直流母线电流为i_dc，直流母线电压为u_dc，电源电流(即附图3中的i_SU、i_SV、i_SW)的幅值为i_Sm，电源电压(即附图3中的u_SU、u_SV、u_SW)的幅值为u_Sm。这些变量均为一个开关周期内的平均值，其参考方向如图3所示。

定义电流型逆变器的电流调制比为m_c，其表达式为：

m_c＝i_Im1/i_dc (1)

直流输出电路的全控器件V13的导通占空比为d_D，则由图可知：

d_D＝i_Im2/i_dc (2)

为最大化电压传输比，可以在一个开关周期内，令电流型逆变器的开关和直流输出电路的开关交替导通。则有：

m_c+d_D＝1 (3)

当变换器的开关频率较高时，滤波元件的值很小，其产生的压降和电流均可忽略。根据有功功率守恒原则有：

其中，等号左边为直流母线传输的有功功率，亦是电压型整流器发出的有功功率；等号右边第一项为三相交流负载有功功率；等号右边第二项为直流负载有功功率。根据式(1)-(4)可得直流母线电压的表达式为：

在实际情况中应保持电压型整流器处于线性调制区域，否则电源电流和负载电压波形将发生畸变，此时电源电压幅值应满足：

根据(5)和(6)可知，系统可正常工作的条件为：

定义三相交流电压传输比q₁＝u_Lm1/u_Sm，当q₁小于1时表明变换器实现了降压变换；当q₁大于1时表明变换器实现了降压变换。同时定义直流电压传输比q₂＝u_Lm2/u_Sm，直流输出电流与交流输出电流之比为k＝i_Im2/i_Im1。则由式(7)可知：

由式(8)可得不同参数k时q₁和q₂的关系，如附图4所示，图中线性调制区域为不等式(8)成立的区域，过调制区域则表示式(8)不成立的区域。由此可知，在不同的k下，当q₂大于某一值(图中黑点表示)时，q₁属于[0,+∞]内的任何值均可保证变换器处于线性调制区，根据q₁的定义可知，交流电压幅值即可大于电源电压幅值又可小于电源电压幅值，从而可实现升压和降压变换。特别的，当k越大时，即直流输出电流i_Im2越大于三相交流输出电流i_Im1时，较小的q₂就能保证q₁可在[0，+∞]范围为变化。因此，通过配合直流输出的电压和电流，可实现交流输出电压的升压和降压控制，从而突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。

从上述原理分析还可得到本系统的控制方法，如附图5所示。控制方法包括三部分：交流负载电压幅值闭环控制、直流负载电压闭环控制、电源电流闭环控制。对于交流负载电压幅值闭环控制：采集实际的三相交流负载电压(u_LA、u_LB、u_LC)，计算出三相交流电压幅值u_Lm1：

设定交流负载电压幅值的参考值为_uLm1 ^*，采用一个比例-积分控制器调节_uLm1 ^*和_uLm1的差值，产生电流型逆变器交流输出电流幅值参考值i_Im1 ^*。对于直流负载电压闭环控制：采集实际的直流负载电压_uLm2，设定直流负载电压的参考值为_uLm2 ^*，采用另一个比例-积分控制器调节u_Lm2 ^*和u_Lm2的差值，产生直流输出电流的参考值i_Im2 ^*。

根据上述变量，由式(1)-式(5)可计算出m_c、d_D、u_dc，分别如式(10)-(12)所示：

对于电源电流闭环控制：采集三相电源电压(u_SU、u_SV、u_SW)，通过三相静止坐标系到极坐标系的坐标变换(abc/polar)计算出电源电压幅值u_Sm：

以及相角θ_S:

其中，函数atan2(y,x)表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点(x,y)形成的射线与横轴正方向的夹角。采集三相电源电流(i_SU、i_SV、i_SW)，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(abc/dq)，计算出实际的电源电流dq分量i_Sd和i_Sq：

i_Sd为有功电流，代表了电源发出的有功功率大小，i_Sq为无功电流，代表了电源发出的无功功率大小。设定q轴电流的参考值i_Sq ^*为0，表示期望电源单位功率因数运行。从而电源电流的幅值和d轴电流分量应相等，即

i_Sm＝i_Sd (16)

根据功率守恒原则，电源发出的有功功率和负载的有功功率应相等，则有：

从而可计算出d轴电源电流的参考值i_Sd ^*：

采用第三个比例-积分控制器对i_Sd ^*和i_Sd的偏差进行调节，产生电压型整流器交流侧d轴电压分量参考值u_Rd ^*。采用第四个比例-积分控制器对i_Sq ^*和i_Sq的偏差进行调节，产生电压型整流器交流侧q轴电压分量参考值u_Rq ^*。由此可算出电压型整流器的调制比m_v和整流器交流输入电压矢量的相角_R：

其中，u_dc由式(12)算出，θ_S由式(14)算出。

设定电流型逆变器三相交流输出电流矢量的相角为θ_I，由于θ_I代表了三相交流输出电流矢量的频率，即θ_I决定了三相交流负载电压的频率，因此将θ_I设定为：

其中，f_L1 ^*为期望的三相交流负载电压频率，t为时间变量。在获得m_V、θ_R后，可采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号，根据m_C、θ_I可采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号，根据d_D可产生直流输出电路的全控器件V13的PWM驱动信号。

Claims (4)

1.一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器，所述直流负载侧滤波器包括滤波电容和滤波电感，直流负载侧滤波器的滤波电容与电流型逆变器的输出端相连接；

其特征在于，还包括一个并联在电压型整流器和电流型逆变器之间的直流输出电路，所述直流输出电路包括：

连接到直流母线正端(P)的滤波电容C4，所述滤波电容C4的另一端连接二极管D13的阳极；

连接到直流母线正端(P)的滤波电感L7与直流负载(R_D)串联，所述直流负载(R_D)的另一端连接二极管D13的阳极；

所述二极管D13的阴极与全控型器件V13的集电极相连，所述全控型器件V13的发射极与直流母线负端相连。

2.根据权利要求1所述的一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，其特征在于：所述电压型整流器为常规的三相全桥PWM整流器。

3.根据权利要求1或2所述的一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，其特征在于：所述电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联构成。

4.一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的控制方法，其特征在于在每个开关周期内均进行如下步骤控制过程：

第1步：采集三相交流负载电压u_LA、u_LB、u_LC，采集直流负载(R_D)电压u_Lm2，采集三相交流电源电压u_SU、u_gV、u_gW，采集三相交流负载电流i_SU、i_SV、i_SW；根据采集到的数据，由式(1)计算出三相交流负载电压幅值u_Lm1；

$u_{Lm1}=\sqrt{\frac{2}{3}(u_{LA}^2+u_{LB}^2+u_{LC}^2)}---\left(1\right)$

第2步：设定三相交流负载电压幅值的参考值为u_Lm1 ^*，采用第一比例-积分调节器闭环控制交流电压幅值，产生电流型逆变器交流侧电流幅值给定值i_Im1 ^*，其表达式为：

$i_{\mathrm{Im}1}^{*}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(u_{Lm1}^{*}-u_{Lm1})---\left(2\right)$

其中，K_p1和K_i1分别为第一比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；并且，依据同法，设定直流负载(R_D)电压幅值的参考值为u_Lm2 ^*，采用第二比例-积分调节器闭环控制直流负载电压幅值，产生流过二极管D13的电流的参考值i_Im2 ^*，i_Im2 ^*的表达式为：

$i_{Im2}^{*}=(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})(u_{Lm2}^{*}-u_{Lm2})---\left(3\right)$

其中，K_p2和K_i2分别为第二比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；流过二极管D13的电流同时代表了直流输出电路由变换器的直流母线上吸收的电流；

第3步：根据采集到的三相交流电源电压u_SU、u_SV、u_SW，计算出三相交流电源电压的幅值u_Sm：

$u_{Sm}=\sqrt{\frac{2}{3}(u_{SU}^2+u_{SV}^2+u_{SW}^2)}---\left(4\right)$

根据atan2(y,x)，计算出三相交流电源电压的相角；

${\mathrm{\θ}}_S=aran2\left(\frac{\sqrt{3}}{3}\right(u_{SV}-u_{SW}),\frac{2}{3}(u_{SU}-\frac{1}{2}{u}_{SV}-u_{SW}\left)\right)---\left(5\right)$

其中，函数atan2(y,x)表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点(x,y)形成的射线与横轴正方向的夹角；

第4步：采集到的三相交流电源电流i_SU、i_SV、i_SW，根据abc/dq坐标变换计算出三相交流电源电流的d轴、q轴的分量：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{Sd}=\frac{2}{3}(i_{SU}-\frac{1}{2}{i}_{SV}-i_{SW}){\mathrm{cos\θ}}_S+\frac{\sqrt{3}}{3}(i_{SV}-i_{SW}){\mathrm{sin\θ}}_S\\ i_{Sq}=\frac{\sqrt{3}}{3}(i_{SV}-i_{SW}){\mathrm{cos\θ}}_S-\frac{2}{3}(i_{SU}-\frac{1}{2}{i}_{SV}-i_{SW}){\mathrm{sin\θ}}_S\end{array}\right.---\left(6\right)$

第5步：根据第1步和第3步计算出的变量，设定q轴电流参考值为0，根据功率守恒原则，计算三相交流电源电流d轴分量的参考值i_Sd ^*：

$i_{Sd}^{*}=\frac{u_{Lm1}{i}_{Im1}^{*}+\frac{2}{3}{u}_{Lm2}{i}_{Im2}^{*}}{u_{Sm}}---\left(7\right)$

并计算出直流母线电压：

$u_{dc}=\frac{\frac{3}{2}{u}_{Lm1}^{*}{i}_{\mathrm{Im}1}^{*}+u_{Lm2}{i}_{Im2}^{*}}{i_{\mathrm{Im}1}^{*}+i_{\mathrm{Im}2}^{*}}---\left(8\right)$

第6步：根据空间矢量调制算法计算出电流型逆变器所需的电流调制比m_c和全控型器件V13的驱动信号占空比d_D：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_c=\frac{i_{Im1}^{*}}{i_{Im1}^{*}+i_{Im2}^{*}}\\ d_D=\frac{i_{Im2}^{*}}{i_{Im1}^{*}+i_{Im2}^{*}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

设定电流型逆变器电流空间矢量调制算法所需的相角信号θ_I：

${\mathrm{\θ}}_I=2{\mathrm{\πf}}_{L1}^{*}t---\left(10\right)$

其中，f_L1 ^*为期望的交流负载电压频率，t为时间变量；

第7步：采用第三比例-积分调节器控制三相交流电源电流的d轴分量，产生电压型整流器交流侧d轴电流给定值u_Rd ^*，采用第四比例-积分调节器控制三相交流电源电流的q轴分量，产生电压型整流器交流侧q轴电流给定值u_Rq ^*，u_Rd ^*和u_Rq ^*的计算式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{Rd}^{*}=(K_{p3}+\frac{K_{i3}}{s})(i_{Sd}^{*}-i_{Sd})\\ u_{Rq}^{*}=(K_{p4}+\frac{K_{i4}}{s})(i_{Sq}^{*}-i_{Sq})\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中K_p3和K_i3分别为第三比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，其中K_p4和K_i4分别为第四比例-积分调节器的比例环节和积分环节的增益，s为复频域算子；K_p3与K_p4相等，K_i3和K_i4相等；

第8步：根据前面产生的变量，计算出电压型整流器电压空间矢量调制算法所需的电压调制比m_v和相角信号θ_R，计算式为：

$m_v=\frac{\sqrt{3}\sqrt{{u_{Rd}^{*}}^2+{u_{Rq}^{*}}^2}}{u_{dc}}---\left(12\right)$

${\mathrm{\θ}}_R={\mathrm{\θ}}_S+atan2(u_{Rq}^{*},u_{Rd}^{*})---\left(13\right)$

第9步：在获得m_V、θ_R后，采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号；根据m_C、θ_I采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号；根据d_D产生直流输出电路的全控器件的PWM驱动信号。