CN108683349A - 一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三电平直接矩阵变换器的双空间矢量调制方法，包括以下步骤：1、将三电平直接矩阵变换器等效为虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；2、确定输出相电流空间矢量和输入相电压空间矢量，获取期望的输入相电流空间矢量和期望的输出相电压空间矢量；3、对虚拟整流级采用SVPWAM调制，获取相应的有效矢量的占空比；4、对虚拟逆变级采用VSVPWM调制，获取相应的有效矢量的占空比；5、将虚拟整流级和虚拟逆变级进行组合，获取三电平直接矩阵变换器的开关矩阵，进而获取三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号，实现调制。与现有技术相比，本发明具有提高输出性能、降低开关频率、减少开关损耗，并提高输入输出波形质量等优点。

Description

一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法

技术领域

本发明涉及一种三电平直接矩阵变换器控制方法，尤其是涉及一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法。

背景技术

在交流电力变换领域中，交-直-交变换器的研究和利用已经取得了长足的发展，但仍然存在着诸多不足，特别是中间直流环节需要大容量电感或电容，增加了装置体积及安装成本，降低了变换器的性能；输入侧采用全桥整流方式，降低了电网的功率因数，给电网带来较大的谐波污染。传统交-交变换器虽然换流效率高，也存在着很多缺点，例如使用较多的晶闸管，接线较复杂；采用相控整流，功率因数较低；输出频率范围窄，只能为电网频率的1/3～1/2等等。

矩阵变换器(Matrix Converter，MC)作为一种新型的绿色变换器，克服了传统变换器的不足：其输入功率因数可以任意调节，输入输出正弦度高，谐波含量少，输出电压的频率和幅值可调，且无中间直流储能环节，因此体积小、可靠性高。三电平直接矩阵变换器(Three Level Direct Matrix Converter，TLDMC)结合了矩阵变换器和多电平变换器的特点，能够进一步降低输出电压总谐波失真，降低系统的共模电压，以及较大的功率密度。三电平直接矩阵变换器与多电平交-直-交型变换器相比，减少了导通路径中串联开关的数量，能够降低开关损耗；由于开关采用双向开关，不存在的类似于模块化多电平矩阵变换器中存在的电容电压脉动问题，具有广泛的应用前景。现有技术中少有基于三电平直接矩阵变换器的调制方法，且可实现应用的三电平直接矩阵变换器控制方法虽然能够做到基本的控制，但在控制过程中，不同的开关状态对应的空间矢量产生中点电流不同，传统最近三矢量法在每个PWM周期内产生的中点电流平均值不为零，使得中点电位发生偏移，出现低频振荡现象，造成输出性能的不稳定。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种三电平直接矩阵变换器的双空间矢量调制方法，用于确定三电平直接矩阵变换器中12个双向开关的开关信号，所述的调制方法包括以下步骤：

1)将三电平直接矩阵变换器等效为虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；

2)根据采集的三电平直接矩阵变换器输出相电流和输入相电压，通过矢量合成原理，确定输出相电流空间矢量和输入相电压空间矢量，进而获取期望的输入相电流空间矢量和期望的输出相电压空间矢量；

3)根据期望的输入相电流空间矢量对虚拟整流级采用SVPWAM调制，获取相应的有效矢量的占空比；

4)根据期望的输出相电压空间矢量对虚拟逆变级采用VSVPWM调制，获取相应的有效矢量的占空比；

5)将虚拟整流级和虚拟逆变级进行组合，获取三电平直接矩阵变换器的开关矩阵，进而获取三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号，实现三电平直接矩阵变换器的调制。

虚拟整流级的结构包括a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_ap和S_an，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_bp和S_bn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_cp和S_cn，对于虚拟整流级，其输入输出满足：

其中，u_p、u_n、u_o和i_p、i_n、i_o分别为虚拟直流环节的电压和电流，u_a、u_b和u_c分别为虚拟整流级的三相输入电压，S_ap、S_bp、S_cp和S_an、S_bn、S_cn分别为虚拟整流级a相、b相、c相桥臂依次串联的2个开关信号。

虚拟逆变级电路的结构包括A，B，C三相桥臂，A相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Ap、S_An和S_Ao，B相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Bp、S_Bn和S_Bo，C相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Cp、S_Cn和S_Co，对于虚拟逆变级，其输入输出满足：

其中，u_p、u_n、u_o和i_p、i_n、i_o分别为虚拟直流环节的电压和电流，u_A、u_B和u_C分别为虚拟逆变级的三相输出电压，S_Ap、S_An和S_Ao分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Bp、S_Bn和S_Bo分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Cp、S_Cn和S_Co分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关信号。

优选地，步骤2)具体包括以下步骤：

21)采集三电平直接矩阵变换器三相输入电压u_a、u_b和u_c，三相输出电流i_A、i_B和i_C，通过矢量合成原理，获取输入相电压空间矢量u_i和输出相电流空间矢量i_o：

式中，U_im为输入相电压幅值，ω_i为输入角频率，I_om为输出相电流幅值，ω_o为输出角频率，φ为输出相电压与输入相电压之间的偏移角，为输出电流与电压之间的功率偏移角；

22)根据设定的输入相位差输入相电流空间矢量调制系数m_c和输出相电压空间矢量调制系数m_v，确定期望的输入相电流空间矢量i_iref和输出相电压空间矢量u_oref：

式中，I_im为输入相电流幅值，U_om为输出相电压幅值。

优选地，步骤3)具体包括以下步骤：

31)建立输入相电流空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个大扇区；

32)将期望的输入相电流空间矢量置于αβ坐标系中，利用两相邻的有效矢量i_μ、i_v和一个零矢量i₀合成期望的输入相电流空间矢量i_iref，获取有效矢量i_μ和i_v和零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀；

33)对有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀进行调整，获取调整后的占空比。

优选地，步骤32)中有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀的表达式为：

式中，d_μ、d_ν和d₀分别为有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比，θ_sc为期望的输入相电流空间矢量在当前扇区中的位置，m_c为输入相电流空间矢量调制系数，其表达式为：

m_c＝I_im/i_p,avg

式中，i_p,avg为虚拟直流环节中电流i_p的平均值。

优选地，步骤33)中，有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的占空比为：

式中，d'_μ和d′_v分别为有效矢量i_μ和i_ν经过调整后的占空比，T_s为PWM周期。

优选地，步骤4)具体包括以下步骤：

41)建立输出相电压空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个大扇区，每个大扇区划分为5个小扇区；

42)将期望的输出相电压空间矢量置于该αβ坐标系中，根据VSVPWM调制原理，利用最近三矢量法确定合成期望的输出相电压空间矢量u_oref所对应的三个虚拟矢量的占空比d_x、d_y和d_z。

优选地，步骤5)中三电平直接矩阵变换器的开关矩阵的表达式为：

式中，S_Aa、S_Ab、S_Ac和S_Ao分别为三电平直接矩阵变换器输出A相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ba、S_Bb、S_Bc和S_Bo分别为三电平直接矩阵变换器输出B相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ca、S_Cb、S_Cc和S_Co分别为三电平直接矩阵变换器输出C相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_ap和S_an分别为虚拟整流级a相桥臂依次串联的2个开关信号，S_bp和S_bn分别为虚拟整流级b相桥臂依次串联的2个开关信号，S_cp和S_cn分别为虚拟整流级c相桥臂依次串联的2个开关信号，S_Ap、S_An和S_Ao分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Bp、S_Bn和S_Bo分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Cp、S_Cn和S_Co分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关信号。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

(1)本发明对于虚拟逆变级采用VSVPWM(虚拟空间矢量脉宽调制)方法，该方法通过对原矢量合成，使合成的新矢量满足在每个PWM周期内，中点电流的平均值为零的条件，因此能够平衡中点电位，提高输出性能；

(2)本发明对于虚拟整流级采用SVPWAM(空间矢量脉宽幅值调制)方法，不仅能降低开关器件的开关频率和开关损耗，也能有效降低谐波含量，提高电能质量；

(3)本发明采用的三电平直接矩阵变换器，输入输出波形更接近正弦波，谐波畸变小，在调制过程中，将三电平直接矩阵变换器等效为虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型，分别对虚拟整流级和虚拟逆变级的调制进行优化，通过开关矩阵得到三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号，使调制更加简单方便。

附图说明

图1为三电平直接矩阵变换器拓扑结构；

图2为三电平直接矩阵变换器的虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；

图3为虚拟整流级输入相电流空间矢量分布；

图4为虚拟整流级输入相电流空间矢量合成图；

图5为虚拟逆变级三电平电路示意图；

图6为虚拟逆变级输出相电压空间矢量分布；

图7为u_po,avg>u_on,avg时第1扇区的虚拟逆变级空间矢量分布；

图8为u_po,avg>u_on,avg时第1扇区的虚拟逆变级虚拟矢量合成原理；

图9为本发明三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法的控制框图；

图10(a)为S_ci＝2，S_vo＝1，n＝1时虚拟整流级和虚拟逆变级的开关序列；

图10(b)为S_ci＝2，S_vo＝1，n＝1时三电平直接矩阵变换器的开关序列；

图11为本发明实施例所述不同电压传输比时输入输出波形；

图12(a)为本发明实施例所述电压传输比0.3时三相电压源的相电流i_sa频谱；

图12(b)为本发明实施例所述电压传输比0.3时输出相电流i_A频谱；

图12(c)为本发明实施例所述电压传输比0.3时输出相电压u_A频谱；

图13为本发明实施例所述调节输入功率因数时输入输出波形；

图14(a)为本发明实施例所述输入相位差为0时三相电压源的相电流i_sa频谱；

图14(b)为本发明实施例所述输入相位差为0时输出相电流i_A频谱；

图14(c)为本发明实施例所述输入相位差为0时输出相电压u_A频谱。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

图1为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)拓扑结构。图中，u_sa、u_sb、u_sc和i_sa、i_sb、i_sc分别为三相电压源的电压和电流；L_fa、L_fb、L_fc和C_fa、C_fb、C_fc分别为输入LC滤波器的滤波电感和滤波电容；u_a、u_b、u_c和i_a、i_b、i_c分别为三电平直接矩阵变换器的三相输入电压和电流；u_o和i_o分别为输入滤波器的中点电压和电流；u_A、u_B、u_C和i_A、i_B、i_C分别为三相输出电压和电流；S_ij表示具有双向关断和双向导通能力的双向开关。

定义双向开关S_ij的导通和关断状态为：

根据矩阵变换器运行过程必须遵循的两个安全原则，可以得到三电平直接矩阵变换器开关函数的限制条件为：

S_ia+S_ib+S_ic+S_io＝1 i∈{A,B,C}

三电平直接矩阵变换器也是采用全控型双向开关，因此控制方式为斩控方式，其输出量与输入量之间可以用开关函数表示。根据图1所示的三电平直接矩阵变换器拓扑，可以得到输入与输出之间的关系为：

将三电平直接矩阵变换器电路采用间接传递函数方法，即虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型，如图2所示。图中，中间虚拟直流环节的电压和电流分别定义为u_p、u_n、u_o和i_p、i_n、i_o。

对于虚拟整流级，可以得到输入与输出的关系为：

对于虚拟逆变级，可以得到输入与输出的关系为：

联立上述公式，可以得到三电平直接矩阵变换器的开关矩阵的表达式为：

因此，在双空间矢量调制的基础上，即根据期望的输入相电流空间矢量i_iref和输出相电压空间矢量u_oref分别进行空间矢量调制后，经过简单逻辑处理，就可以得到三电平直接矩阵变换器的开关信号。再由四步换流方法，实现对三电平直接矩阵变换器的调制。

对于虚拟整流级而言，如图3所示，任意时刻输入相电流空间矢量i_iref可由两相邻的有效矢量i_μ和i_ν(从i₁-i₆中选择)和一个零矢量i₀(从i₇(a,a)，i₈(b,b)，i₉(c,c)中选择)合成得到，如图4所示。

有效矢量和零矢量的占空比可根据空间矢量调制原理、正弦定理计算得到：

式中：d_μ、d_ν、d₀分别为有效矢量和零矢量的占空比；θ_sc表示输入相电流空间矢量i_iref在当前扇区中的位置；m_c为输入相电流空间矢量的调制系数，并有0≤m_c≤1。

因此可以得到虚拟直流环节的电压和电流的平均值u_pn,avg和i_p,avg分别为：

式中：u_μ和u_ν分别为有效矢量i_μ和i_ν对应的输入线电压，U_im为输入相电压幅值，I_om为输出相电流幅值，为输入相位差，为输出相电压与相电流之间的功率偏移角，m_c为输入电流空间矢量调制系数，m_v为输出电压空间矢量调制系数。

可以看出，当采用传统的有零矢量调制时，虚拟直流环节在局部状态平均意义下的电压u_pn,avg与电流i_p,avg都是恒定量，因此虚拟逆变级可看作是由恒定虚拟直流电源u_dc＝u_pn供电。

本发明专利所述的SVPWAM调制方法如下：

步骤一，对有效矢量的占空比进行调整。为了降低开关器件的开关频率，同时又不影响输入电流正弦波形，其中一种方法就是把每个扇区的零矢量消除。空间矢量脉宽幅值调制(SVPWAM)方法不仅能降低开关器件的开关频率和开关损耗，也能有效降低谐波含量，提高电能质量。

由于取消了零矢量，开关周期T’_s是一个变化量，不利于信号处理：

因此，为了保证开关周期恒定，需要对有效矢量的占空比作调整，即：

式中，d’_μ、d’_ν分别为有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的占空比。

步骤二，虚拟直流环节的电压平均值u_pn,avg与电流平均值i_p,avg的调整。在实际调制中，由于整流级采用SVPWAM调制，虚拟直流环节具备输入角频率ω_i的6倍脉动电流，根据输入输出之间的功率平衡关系，可以得到脉动的虚拟直流环节的电压平均值与电流平均值的表达式分别为：

对于虚拟逆变级而言，如图5所示，为虚拟逆变级三电平电路示意图，可以看出，虚拟逆变级也存在3³＝27种开关状态，这27个开关状态的矢量以及对应的中点电流如图6所示。

在图6中，虚拟逆变级在中点电流的产生方式上，与常规三电平逆变器类似，其零矢量和大矢量不产生中点电流i_o，而中矢量和小矢量所产生的中点电流会引起中点电位的波动。

对于虚拟逆变级具有的27个矢量，以输出电压矢量位于第1扇区为例，当u_po,avg>u_on,avg时，各矢量的定义及相电压幅值如表1和图7所示。表1中，x表示u_po,avg；y表示u_on,avg。

表1 不同开关状态产生的输出相电压

根据表1和图7可以看出，由于虚拟直流环节的电压平均值不恒定，引起大矢量和小矢量的幅值、中矢量的幅值与相角的变化，与常规三电平逆变器有所区别。并且传统的最近三矢量法在调制系数较高或功率因数较低时，中矢量所产生的中点电流不能被小矢量完全补偿，会出现低频振荡现象，容易引起中点电位的偏移，因此本发明采用VSVPWM调制方法来控制中点电位的平衡。

本发明专利所述的VSVPWM调制方法如下：

根据VSVPWM调制原理，此处需要重新定义小矢量和中矢量，如图8所示。在图8中，定义的系数分别为k₁＝k₂＝k₃＝k₄＝1/2和k₅＝k₆＝k₇＝1/3。

仍以第1扇区为例，新定义的虚拟矢量的幅值、相角以及中点电流如表2所示。

表2 虚拟矢量幅值、相角及中点电流i_o

在得到中点电流平均值为零的新虚拟矢量后，对虚拟矢量的占空比d_x、d_y和d_z进行计算，仍以第1扇区为例，如表3所示。

表3 矢量占空比

表3中，n为小扇区的编号；dx、dy和dz为5个小扇区所对应的最近3个虚拟矢量的占空比；θ_sv为输出相电压空间矢量u_oref在当前扇区中的位置，其值范围[0，π/3]；m_v为输出相电压空间矢量调制系数，可表示为：

由以上分析可以得到，当虚拟整流级采用有零矢量调制时的电压传输比G_v为：

当虚拟整流级采用SVPWAM调制时，电压传输比G_v为：

因此，当输出相电压空间矢量调制系数m_v为1，输入相位差为0时，三电平直接矩阵变换器的电压传输比同样可达到理论值0.866。同时可以看出，与虚拟整流级采用有零矢量调制相比，虚拟整流级采用SVPWAM调制时电压传输比与输入相电流空间矢量调制系数m_c无关，能够提高电压利用率。

在计算出虚拟矢量的占空比后，需要对矢量的序列进行合理安排：以平滑过渡为原则，保证每个小区域切换矢量时系统的稳定性，即相同的正小矢量作为开始的矢量。仍以第1扇区中各小扇区为例，如表4所示。

表4 S_vo＝1时矢量选择表

根据前述，将虚拟整流级输入相电流空间矢量调制过程与虚拟逆变级输出相电压空间矢量调制过程结合起来，可以实现对TLDMC的调制，如图9所示。输入电压u_i和输出电流i_o经过数/模转换后，根据期望的系统参数，可以得到期望的输入相电流和输出相电压空间矢量，继而实现TLDMC的调制。

可以得到TLDMC在每个PWM周期内，各开关状态的时间为：

在图10中，输出相电压参考矢量u_oref位于大扇区S_vo＝1，小扇区n＝4；输入相电流参考矢量i_iref位于扇区S_ci＝2时，虚拟整流级和虚拟逆变级串联电路模型的开关序列示意图(图10(a))以及对应的三电平直接矩阵变换器的开关序列示意图(图10(b))，阴影部分均表示零矢量的插入，其开关状态对应的开关时间计算如下所示：

以及零矢量作用时间：

其中，为了减少输出谐波含量，开关序列在下一个开关周期中反向，从而形成双侧开关序列。

为了验证本发明方法的正确性，在Matlab/Simulink软件平台上进行三电平直接矩阵变换器(TLDMC)仿真模型，并进行仿真分析。具体仿真参数如下：三相输入电压为220V/50Hz，开关频率为2.5kHz，输入滤波器滤波电感为1mH，滤波电容为50μF，使用2组反向并联二极管的IGBT作为双向开关，阻感负载R为10Ω，电感为5mH。采用ode23算法。

仿真情况1：不同电压传输比G_v的仿真。

设定输入相位差在仿真时间0.08s将电压传输比G_v由0.3上升为0.6，在仿真时间0.16s时将电压传输比G_v更改为最大值0.866。

如图11所示，仿真波形从上往下分别为三相输入电压源a相相电压和电流、输出A相相电压和电流、中点电位偏移情况。图中，由于输入滤波器储能元件的引入，使三相电压源的输入相电压和电流产生了部分相移。同时也能看出，输出相电压波形为高频PWM波形，在低、中、高电压传输比G_v时，其幅值也有所区别，体现了三电平直接矩阵变换器三电平特性，使得输出电流谐波较小。而虚拟逆变级采用的虚拟空间矢量脉宽调制方法，能够很好地平衡输入滤波器的中点电位偏移。图12(a)、图12(b)、图12(c)分别为电压传输比Gv在0.3时，三相输入电压源的电流i_sa、输出相电流i_A和输出相电压u_A的频谱图。通过计算可知，其输入输出之间符合所设置的0.3的电压传输比，同时也能看出采用SVPWAM的三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的总谐波失真值较低，谐波较小。

仿真情况2：调节输入功率因数的仿真。

设置电压传输比G_v为0.6，输出频率为25Hz，在时间0.8s时将初始输入相位差由0°设置为30°。仿真结果如图13和图14所示。

图13中，仿真波形从上往下分别为三相输入电压源a相相电压和电流、三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的输入a相相电压和电流、输出A相相电压和电流、中点电位偏移情况。图14(a)、图14(b)、图14(c)分别为输入相位差为0°时，三相输入电压源的电流i_sa、输出相电流i_A和输出相电压u_A的频谱图。从图中可以看出，在电压传输比G_v相同条件下，当输入相位差为0°时，输出相电压幅值约146V，当设置为30°时，输出相电压幅值约120V，这是由于的改变使虚拟直流环节的平均电压u_pn,avg下降导致了输出电压幅值的下降。同时，从图13中也可以看到，三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的输入相电流为高频PWM波，且超前相电压约30°，经过LC滤波器滤除高频谐波之后，三相输入电压源的电流也超前电压约30°，达到了调节输入功率因数的目的。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种三电平直接矩阵变换器的双空间矢量调制方法，该调制方法用于确定三电平直接矩阵变换器中12个双向开关的开关信号，其特征在于，所述的调制方法包括以下步骤：

S1：将三电平直接矩阵变换器等效为虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；

S2：根据采集的三电平直接矩阵变换器输出相电流和输入相电压，通过矢量合成原理，确定输出相电流空间矢量和输入相电压空间矢量，进而获取期望的输入相电流空间矢量和期望的输出相电压空间矢量；

S3：根据期望的输入相电流空间矢量对虚拟整流级采用SVPWAM调制，获取相应的有效矢量的占空比；

S4：根据期望的输出相电压空间矢量对虚拟逆变级采用VSVPWM调制，获取相应的有效矢量的占空比；

S5：将虚拟整流级和虚拟逆变级进行组合，获取三电平直接矩阵变换器的开关矩阵，进而获取三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号，实现三电平直接矩阵变换器的调制。

2.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器的双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S1中虚拟整流级的结构包括a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_ap和S_an，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_bp和S_bn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_cp和S_cn，对于虚拟整流级，其输入输出满足：

其中，u_p、u_n、u_o和i_p、i_n、i_o分别为虚拟直流环节的电压和电流，u_a、u_b和u_c分别为虚拟整流级的三相输入电压，S_ap、S_bp、S_cp和S_an、S_bn、S_cn分别为虚拟整流级a相、b相、c相桥臂依次串联的2个开关信号。

3.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S1中虚拟逆变级电路的结构包括A，B，C三相桥臂，A相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Ap、S_An和S_Ao，B相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Bp、S_Bn和S_Bo，C相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_Cp、S_Cn和S_Co，对于虚拟逆变级，其输入输出满足：

其中，u_p、u_n、u_o和i_p、i_n、i_o分别为虚拟直流环节的电压和电流，u_A、u_B和u_C分别为虚拟逆变级的三相输出电压，S_Ap、S_An和S_Ao分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Bp、S_Bn和S_Bo分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Cp、S_Cn和S_Co分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关信号。

4.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器的双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S2具体包括以下步骤：

21)采集三电平直接矩阵变换器三相输入电压u_a、u_b和u_c，三相输出电流i_A、i_B和i_C，通过矢量合成原理，获取输入相电压空间矢量u_i和输出相电流空间矢量i_o：

式中，U_im为输入相电压幅值，ω_i为输入角频率，I_om为输出相电流幅值，ω_o为输出角频率，φ为输出相电压与输入相电压之间的偏移角，为输出电流与电压之间的功率偏移角；

22)根据设定的输入相位差输入相电流空间矢量调制系数m_c和输出相电压空间矢量调制系数m_v，确定期望的输入相电流空间矢量i_iref和输出相电压空间矢量u_oref：

式中，I_im为输入相电流幅值，U_om为输出相电压幅值。

5.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S3具体包括以下步骤：

31)建立输入相电流空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个大扇区；

32)将期望的输入相电流空间矢量置于αβ坐标系中，利用两相邻的有效矢量i_μ、i_v和一个零矢量i₀合成期望的输入相电流空间矢量i_iref，获取有效矢量i_μ和i_v和零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀；

33)对有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀进行调整，获取调整后的占空比。

6.根据权利要求5所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤32)中有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比d_μ、d_ν和d₀的表达式为：

式中，d_μ、d_ν和d₀分别为有效矢量i_μ、i_v以及零矢量i₀的占空比，θ_sc为期望的输入相电流空间矢量在当前扇区中的位置，m_c为输入相电流空间矢量调制系数，其表达式为：

m_c＝I_im/i_p,avg

式中，i_p,avg为虚拟直流环节中电流i_p的平均值。

7.根据权利要求6所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤33)中，有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的占空比为：

式中，d'_μ和d'_v分别为有效矢量i_μ和i_ν经过调整后的占空比，T_s为PWM周期。

8.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S4具体包括以下步骤：

41)建立输出相电压空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个大扇区，每个大扇区划分为5个小扇区；

42)将期望的输出相电压空间矢量置于该αβ坐标系中，根据VSVPWM调制原理，利用最近三矢量法确定合成期望的输出相电压空间矢量u_oref所对应的三个虚拟矢量的占空比d_x、d_y和d_z。

9.根据权利要求1所述的一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法，其特征在于，步骤S5中三电平直接矩阵变换器的开关矩阵的表达式为：

式中，S_Aa、S_Ab、S_Ac和S_Ao分别为三电平直接矩阵变换器输出A相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ba、S_Bb、S_Bc和S_Bo分别为三电平直接矩阵变换器输出B相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ca、S_Cb、S_Cc和S_Co分别为三电平直接矩阵变换器输出C相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_ap和S_an分别为虚拟整流级a相桥臂依次串联的2个开关信号，S_bp和S_bn分别为虚拟整流级b相桥臂依次串联的2个开关信号，S_cp和S_cn分别为虚拟整流级c相桥臂依次串联的2个开关信号，S_Ap、S_An和S_Ao分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Bp、S_Bn和S_Bo分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关信号，S_Cp、S_Cn和S_Co分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关信号。