CN107528478A

CN107528478A - 一种基于三电平直接矩阵变换器的svpwam调制方法

Info

Publication number: CN107528478A
Application number: CN201710880583.5A
Authority: CN
Inventors: 程启明; 陈路; 孙伟莎; 李涛; 程尹曼; 魏霖; 沈磊; 王玉娇
Original assignee: Shanghai University of Electric Power
Current assignee: Shanghai University of Electric Power
Priority date: 2017-09-26
Filing date: 2017-09-26
Publication date: 2017-12-29
Anticipated expiration: 2037-09-26
Also published as: CN107528478B

Abstract

本发明涉及一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，调制方法包括如下步骤：(1)确定三电平直接矩阵变换器期望的输入相电流空间矢量和输出相电压空间矢量；(2)将三电平直接矩阵变换器虚拟为包括虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；(3)对虚拟整流级采用SVPWAM调制确定虚拟整流级各开关管的开关信号；(4)对虚拟逆变级采用SVPWM调制确定虚拟逆变级各开关管的开关信号；(5)将虚拟整流级各开关管的开关信号以及虚拟逆变级各开关管的开关信号转换为三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号。与现有技术相比，本发明能最大程度减少开关次数，降低开关损耗，同时也能降低输入电流的谐波含量，提高电网质量。

Description

一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法

技术领域

本发明涉及一种三电平直接矩阵变换器控制方法，尤其是涉及一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法。

背景技术

交流电力变换器根据形式可以分为交-直-交变换器和交-交变换器两种类型。其中：交-直-交变换器由整流侧、逆变侧和中间直流环节构成；交-交变换器一般不包括直流环节，实现了交流到交流的直接变换。交-交电力变换器主要包括传统交-交变换器和矩阵式变换器。

虽然交-直-交变换器的研究与利用已经取得了长足的发展，但是随着节能环保理念的不断深化，其仍然存在着诸多不足，如变换器具有中间直流环节，这增加了装置体积及安装成本，而且不便于维护，直流环节的大电容中电解液会逐渐解析，变换器的性能会大大迅速降低；传统的交流变换器的输入侧采用全桥整流方式，会降低电网的功率因数，给电网带来较大的谐波污染；在生产化学物品的工业场所，变换器中含有的制动电阻可能会产生大的热量，导致化学物品燃烧或者爆炸，具有很大的安全隐患。

传统交-交变换器是由三组晶闸管反并联可逆桥式变流器组成，与交-直-交型变换器相比，它采用电网自然换流，只需要一次换流就能实现变频。其换流效率高，可以方便地实现四象限运行。这种变换器也存在着很多缺点，例如：使用晶闸管较多，接线较为复杂；其采用相控整流，功率因数较低；输出频率范围窄，只能为电网频率的1/3～1/2。因此，传统的交-交变频只能用于大容量低速重载的场合，如矿井提升机、碎石机等。

鉴于以上说明，传统的交流变换器存在一系列的缺陷。为了提高交流电机的运行性能，延伸交流传动在实际中的应用，矩阵变换器(Matrix Converter，MC)作为一种新型的绿色变换器，克服了传统变换器的不足。其输入功率因素可以任意调节，输入输出电流都呈正弦波、谐波含量少，输出频率和电压可调，能量可以双向传输，且无中间直流储能环节、体积小、可靠性高。多电平矩阵变换器(Multilevel MC，MMC)结合了矩阵变换器(MC)和多电平变换器的特点，多用于在高压大功率应用场合。由于多电平矩阵变换器(MMC)具备很多优点，例如较低的共模电压和较大的功率密度，使得多电平矩阵变换器具有广泛的应用前景。

三电平直接矩阵变换器(Three Level Direct Matrix Converter,TLDMC)是一种新的MMC，即在常规矩阵变换器(Conventional MC，CMC)基础上增加三个额外的双向开关，将输出端子连接到输入滤波电容器中性线。图1为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的拓扑结构。图中，u_a、u_b、u_c为三相输入电压；i_a、i_b、i_c为三相输入电流；L_a、L_b、L_c和C_a、C_b、C_c为输入LC三相滤波器的电感、电容；u_as、u_bs、u_cs为经过滤波器的三相输入电压；i_as、i_bs、i_cs为经过滤波器的三相输入电流；u_A、u_B、u_C为三相输出电压；i_A、i_B、i_C为三相输出电流；S_ij表示具有双向关断和双向导通能力的双向开关，i＝A，B，C，表示三相输出A、B、C，j＝a，b，c，n表示三相输入a、b、c以及中性线n，每个双向开关由两个反向并联二极管的IGBT功率开关管串联形成。该拓扑与常规矩阵变换器(CMC)相比，具有较低的输出波形总谐波畸变(Total HarmonicDistortion,THD)和开关应力；与多电平交-直-交型变换器相比，减少了开关数量，即减少了导通路径中串联开关的数量，因此能够降低开关损耗；由于该变换器的开关采用双向开关，不存在的电容电压纹波问题。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，该方法用于确定三电平直接矩阵变换器中的12个双向开关的开关信号，所述的调制方法包括如下步骤：

(1)确定三电平直接矩阵变换器期望的输入相电流空间矢量和输出相电压空间矢量；

(2)将三电平直接矩阵变换器虚拟为包括虚拟整流级和虚拟逆变级的串联电路模型；

(3)根据期望的输入相电流空间矢量对虚拟整流级采用SVPWAM调制确定虚拟整流级各开关管的开关信号；

(4)根据期望的输出相电压空间矢量对虚拟逆变级采用SVPWM调制确定虚拟逆变级各开关管的开关信号；

(5)将虚拟整流级各开关管的开关信号以及虚拟逆变级各开关管的开关信号转换为三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号。

步骤(1)具体为：

(101)获取三电平直接矩阵变换器三相输入相电压空间矢量u_i、三相输出相电流空间矢量i_o；

(102)根据设定的三相输入相电压和输入相电流的相位差输出频率f_o、输入相电流空间矢量调制系数m_c和输出相电压空间矢量调制系数m_v，结合三相输入相电压空间矢量u_i以及三相输出相电流空间矢量i_o确定期望的输入相电流空间矢量i_iref和输出相电压空间矢量u_oref。

步骤(2)中虚拟整流级电路结构具体为：该虚拟整流结构包括输入a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_ap和S_an，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_bp和S_bn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_cp和S_cn；

对于虚拟整流级满足：

u₊、u_-和u₀分别为虚拟整流级输出的正、负和零电平，u_a、u_b、u_c为虚拟整流级输入端三相输入电压，u_n为中性点电压，S_ap和S_an分别为虚拟整流级a相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，S_bp和S_bn分别为虚拟整流级b相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，S_cp和S_cn分别为虚拟整流级c相桥臂依次串联的2个开关的开关信号。

步骤(2)中虚拟逆变级电路结构具体为：该逆变结构包括输出A，B，C三相桥臂，A相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_A+、S_A-和S_A0，B相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_B+、S_B-和S_B0，C相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_C+、S_C-和S_C0；

对于虚拟逆变级满足：

其中，u_A、u_B和u_C分别为虚拟逆变级输出的三相电压，u₊、u_-和u₀分别为虚拟整流级输出的正、负和零电平，S_A+、S_A-和S_A0分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关的开关信号，S_B+、S_B和S_B0分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关的开关信号，S_C+、S_C-和S_C0分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关的开关信号。

步骤(3)具体为：

(31)建立输入相电流空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个扇区；

(32)将期望的输入相电流空间矢量置于该αβ坐标系中，利用两相邻的有效矢量i_μ和i_v和一个零矢量i₀合成期望的输入相电流空间矢量，进而得到有效矢量i_μ和i_v以及零矢量i₀的作用时间；

(33)把每个扇区的零矢量消除，对有效矢量i_μ和i_v以及零矢量i₀的作用时间进行调整得到有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间；

(34)根据期望的输入相电流空间矢量在αβ坐标系中的位置以及合成该期望的输入相电流空间矢量的有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间确定虚拟整流级各开关管的开关信号。

步骤(32)中有效矢量i_μ和i_v以及零矢量i₀的作用时间具体为：

T_μ和d_μ分别对应为有效矢量i_μ的作用时间和占空比，T_v和d_v分别对应为有效矢量i_v的作用时间和占空比，T₀为零矢量i₀的作用时间，T_s为开关周期，m_c为输入相电流空间矢量调制系数，θ_sc表示期望的输入相电流空间矢量当前扇区中的位置。

步骤(33)有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间具体为：

其中，T_μ'和T_ν'分别对应为有效矢量i_μ和i_ν经过调整后的作用时间，T_s为开关周期，T_μ为有效矢量i_μ的作用时间，T_v为有效矢量i_v的作用时间，T₀为零矢量i₀的作用时间。

步骤(4)具体为：

(41)建立输出相电压空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个大扇区，每个大扇区又划分为6个扇区；

(42)将期望的输出相电压空间矢量置于该αβ坐标系中，进行SVPWM调制，确定合成期望的输出相电压空间矢量所对应的合成矢量的作用时间；

(43)根据步骤(42)结果确定虚拟逆变级各开关管的开关信号。

步骤(42)中合成期望的输出相电压空间矢量所对应的合成矢量的作用时间还通过修正输出相电压空间矢量调制系数m_v进行间接修正，具体地，输出相电压空间矢量调制系数m_v的修正公式为：

步骤(5)中具体转换方式为：

S_Aa、S_Ab、S_Ac和S_An分别为三电平直接矩阵变换器输出A相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ba、S_Bb、S_Bc和S_Bn分别为三电平直接矩阵变换器输出B相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_Ca、S_Cb、S_Cc和S_Cn分别为三电平直接矩阵变换器输出C相桥臂依次串联的4个双向开关的开关信号，S_ap和S_an分别为虚拟整流级a相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，S_bp和S_bn分别为虚拟整流级b相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，S_cp和S_cn分别为虚拟整流级c相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，S_A+、S_A-和S_A0分别为虚拟逆变级A相桥臂依次串联的3个开关的开关信号，S_B+、S_B和S_B0分别为虚拟逆变级B相桥臂依次串联的3个开关的开关信号，S_C+、S_C-和S_C0分别为虚拟逆变级C相桥臂依次串联的3个开关的开关信号。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

(1)本发明三电平直接矩阵变换器与常规矩阵变换器相比具有更小的谐波畸变，输入输出电压和电流波形更接近正弦波，拥有更少的开关数量，可以降低开关损耗，其调制时将三电平直接矩阵变换器虚拟为虚拟整流级和虚拟逆变级，分别对虚拟整流级和虚拟逆变级进行调制，然后再反推三电平直接矩阵变换器各双向开关的开关信号，从而使得调制更加简单方便；

(2)本发明对于虚拟整流级采用SVPWAM(空间矢量脉宽幅值调制)方法，不仅能大幅度降低开关器件的开关频率和开关损耗，也能有效降低谐波含量，提高电能质量；

(3)本发明对于虚拟逆变级采用常规的SVPWM调制方法，但是由于虚拟整流级采用SVPWAM调制，使得虚拟直流部分产生6ω_i的脉动电流，其波形为输入电流的最大值，并且虚拟直流电压u是不断变化的，因此在每个开关周期内对m_v修正来对虚拟逆变级调制信号进行修正，使得调制结果更加可靠。

附图说明

图1为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的拓扑结构；

图2为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的虚拟电路模型；

图3为三电平间接矩阵变换器(TLDMC)的拓扑结构；

图4a为双空间矢量间接调制中输入相电流矢量分布；

图4b为双空间矢量间接调制中输出相电压矢量分布；

图5为输出相电压矢量的第Ⅰ大区的6个小区划分；

图6a为三电平间接矩阵变换器(TLIMC)的开关矢量顺序图；

图6b为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的开关矢量顺序图；

图7为本发明基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法的控制框图；

图8为本发明实施例所述网侧输入a相相电压与相电流波形；

图9为本发明实施例所述负载侧A相相电流波形对比；

图10a为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)输出线电压U_AB波形；

图10b为常规矩阵变换器(CMC)输出线电压U_AB波形；

图11a为调制系数0.4时三电平直接矩阵变换器(TLDMC)输出线电压U_AB频谱；

图11b为调制系数0.4时常规矩阵变换器(CMC)输出线电压U_AB频谱；

图11c为调制系数0.8时三电平直接矩阵变换器(TLDMC)输出线电压U_AB频谱；

图11d为调制系数0.8时常规矩阵变换器(CMC)输出线电压U_AB频谱；

图12为本发明实施例所述等效三电平间接矩阵变换器(TLIMC)拓扑的直流电压。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

图1为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的拓扑结构。图中，u_a、u_b、u_c为三相输入电压；i_a、i_b、i_c为三相输入电流；L_a、L_b、L_c和C_a、C_b、C_c为输入LC三相滤波器的电感、电容；u_as、u_bs、u_cs为经过滤波器的三相输入电压；i_as、i_bs、i_cs为经过滤波器的三相输入电流；u_A、u_B、u_C为三相输出电压；i_A、i_B、i_C为三相输出电流；S_ij表示具有双向关断和双向导通能力的双向开关，

定义双向开关的导通和关断状态为：

根据矩阵变换器运行过程必须遵循的安全原则，可以得到开关函数的限制条件为：

S_ia+S_ib+S_ic+S_in＝1i∈{A,B,C}

三电平直接矩阵变换器(TLDMC)也是采用全控型双向开关，因此控制方式为斩控方式，其输出量与输入量之间可以用开关函数表示。根据图1所示为三电平直接矩阵变换器(TLDMC)拓扑，可以得到输出相电压与输入相电压、输入相电流与输出相电流之间的关系为：

式中：T表示矩阵的转置。

将三电平直接矩阵变换器(TLDMC)电路采用间接传递函数方法，即虚拟整流级、虚拟逆变级两者的串联电路模型，如图2所示。图中，中间虚拟直流环节电压定义u₊、u_-、u₀，它们表示逆变级每相输出的正、负和零电平3种状态。

对于虚拟整流级，可以得到：

对于虚拟逆变级，可以得到：

联立以上公式，可以求出开关矩阵关系表达式为：

也就是

图3为三电平间接矩阵变换器(Three-level Indirect Matrix Converter,TLIMC)的电路拓扑结构。该拓扑的整流级采用6个双向开关，因此中间直流部分的电流可以双向流动，逆变级采用二极管嵌位式的三电平结构。该拓扑的缺点是开关管数目较多，因此开关损耗偏大。三电平间接矩阵变换器(TLIMC)的逆变级每相输出电压通过该相桥臂的4个IGBT开关管不同导通状态，可以在正电平，负电平和零电平三种电平之间切换。它们可表示为：

三电平直接矩阵变换器(TLDMC)虚拟逆变级的3种开关状态可定义为：

由此，三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的虚拟逆变级与三电平间接矩阵变换器(TLIMC)的实际三电平逆变级的关系可以通过S_i+、S_i0、S_i-与S_i1、S_i2、S_i3、S_i4之间的关系来表达，即为：

上述论述可以得到，在使用间接空间矢量调制的基础上，经过简单处理，就可以产生三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的PWM脉冲，再根据四步换流策略，就可以实现三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的交-交变换功能。

图4a和图4b为双空间矢量间接调制策略中，输入相电流空间矢量和输出相电压空间矢量的分布。根据检测到的三相输入相电压u_i、三相输出相电流空间矢量i_o和设定的输入相位差输出频率f_o，以及对应的调制系数比，可以确定希望得到的输入相电流空间矢量i_iref和输出相电压空间矢量u_oref。为了分析方便，先假设直流电压u恒定。

任意时刻输入相电流空间矢量i_iref可由两相邻的有效矢量i_μ和i_ν(从i₁-i₆中选择)和一个零矢量i₀(从i₇(a,a)，i₈(b,b)，i₉(c,c)中选择)合成得到，如图4a；对于输出相电压空间矢量的合成，由于三电平的矢量较多，因此选择性也多，这里采用常规的七段式调制。

矢量的作用时间(或占空比)可根据空间矢量调制原理和正弦定理计算得到，对于输入相电流，可以得到：

式中：T_s为开关周期；T_μ(d_μ)、T_ν(d_ν)、T₀(d₀)分别为有效矢量和零矢量作用时间(或占空比)；θ_sc表示输入相电流空间矢量i_iref在当前扇区中的位置；m_c为输入相电流空间矢量的调制系数，并有0<m_c<1。

输出相电压的小扇区的划分如图5所示，对于其它大区的小区判断，均可通过减去相应的角度，转移到第Ⅰ大区进行相同判断。例如第Ⅰ大区的6个小区的矢量时间如表1所示：

表1矢量作用时间

	1/2	3/4	5	6
					T₀	T_s-T_b	T_b-T_s	T_c	T_a
T₁	T_a	T_s-T_c	2T_s-T_b	T_c-T_s
					T₂	T_c	T_s-T_a	T_a-T_s	2T_s-T_b

这里为了方便统计，T_a、T_b、T_c有如下定义：

式中：m_v为输出相电压空间矢量的调制系数；θ_sv表示输出相电压空间矢量u_oref在当前扇区中的位置，并且m_v的计算如下式：

式中：U_om为输出参考电压的幅值。

本发明专利所述的SVPWAM调制策略如下：

步骤一，输入相电流空间矢量的调整。为了降低开关器件的开关频率，同时又不影响输入电流正弦波形，其中一种方法就是把每个扇区的零矢量消除。空间矢量脉宽幅值调制(SVPWAM)方法不仅能大幅度降低开关器件的开关频率和开关损耗，也能有效降低谐波含量，提高电能质量。由于取消了零矢量，开关周期T_s是一个变化量，不仅会产生额外谐波，也会使DSP处理变得困难。因此，为了保持与原始脉冲宽度相同，同时也要保证开关周期恒定，需要对有效矢量的作用时间作调整，即为：

式中，T’_μ、T’_ν分别为有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间。

步骤二，输出相电压空间矢量的调整。在实际调制中，由于整流级采用SVPWAM调制，使得虚拟直流部分产生6ω_i的脉动电流，其波形为输入电流的最大值，并且虚拟直流电压u是不断变化的，因此需要在每个开关周期内对m_v修正。在忽略开关损耗情况下，根据功率平衡，虚拟直流电压的变化为：

其中，

θ_i＝max(|cosθ_a|，|cosθ_b|，|cosθ_c|)

因此m_v修正公式为：

式中：U_im为输入电压的幅值。

步骤三，开关次序的选择。在三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的每个PWM周期内，根据输出相电压空间矢量所处的扇区(大区用扇区代码S_vo＝1，2，3，4，5，6表示，小区用扇区代码n＝1，2，3，4，5，6表示)和输入相电流空间矢量所处的扇区(用扇区代码S_ci＝1，2，3，4，5，6表示)。由于小区的矢量选择性较多，如果采用常规七段式调制，可以确定7个开关状态。由公式(18)可以得出这7个开关状态的作用时间。

例如，当输入电流参考矢量位于S_ci＝1，输出电压参考矢量位于S_vo＝1，n＝6，此时整流级有效矢量i_μ和i_ν分别为i₆(a,b)，i₁(a,c)，逆变级采用七段式结构，则三电平间接矩阵变换器(TLIMC)的开关动作次序如图6a所示。由于整流级采用无零矢量，在一个PWM调制周期内，S_ap处于恒导通状态，S_bn，S_cn处于调制状态，因此整流级开关动作2次；三电平逆变级开关变化归结到每相桥臂的4个IGBT，为12次。所以三电平间接矩阵变换器(TLIMC)在一个PWM周期内开关变化次数为14次。

为了最大程度减少开关次数，需要在每个PWM周期内，根据每次一相桥臂变化的原则，合理安排开关矢量次序，如图6b所示。则在一个PWM周期内最多换流7次，比三电平间接矩阵变换器(TLIMC)开关次数减少50％，降低了开关损耗。

根据上述分析，可知：

如图7所示，一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，该方法用于确定三电平直接矩阵变换器中的12个双向开关的开关信号，所述的调制方法包括如下步骤：

步骤(1)具体为：

对于虚拟整流级满足：

步骤(2)中虚拟逆变级电路结构具体为：该虚拟逆变结构包括输出A，B，C三相桥臂，A相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_A+、S_A-和S_A0，B相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_B+、S_B-和S_B0，C相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_C+、S_C-和S_C0；

对于虚拟逆变级满足：

步骤(3)具体为：

步骤(33)有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间具体为：

步骤(4)具体为：

(43)根据步骤(42)结果确定虚拟逆变级各开关管的开关信号。

步骤(5)中具体转换方式为：

为了验证本发明方法的正确性和优越性，在Matlab/Simulink软件平台上进行三电平直接矩阵变换器(TLDMC)仿真模型，并进行仿真分析。具体仿真参数如下：三相输入电压为220V/50Hz，输出频率设置为25Hz，功率因数设置为1，开关频率为10kHz，输入滤波器电感为10mH，电容为300μF，使用2组反向并联二极管的IGBT作为双向开关，感性负载R为5Ω，电感为15mH。仿真时间0.24s，采用ode23算法。在时间0.12s将调制系数由0.4上升为0.8。

如图8所示，为网侧输入A相电压和电流。可以看出，电压与电流基本同相位，即输入功率因数为1，并且谐波含量很少。由图9可见，采用SVPWAM的三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的负载电流略大，并且正弦度较高，谐波含量较少。由图10a和图10b可知，当调制系数在0.5以下时，采用SVPWAM的三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的输出线电压的波形为三相输入相电压的包络线内，与CMC输出线电压为输入线电压的包络线内的效果相比，三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的THD值更低。当调制系数在0.5至0.866之间时，采用SVPWAM的三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的输出线电压的电平数比CMC多，因此THD值也比较低，能够体现三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的优势。而图11a、11b、11c和11d为输出线电压U_AB的频谱对比。通过计算可知，输入电压和输出电压之间符合所设置的0.4和0.8的调制比，同时也能看出采用SVPWAM的三电平直接矩阵变换器(TLDMC)的输出电压总谐波畸变(THD)值比常规矩阵变换器(CMC)低。图12所示为本发明调制策略在三电平间接矩阵变换器(TLIMC)拓扑结构下的直流母线电压，可以看出直流电压呈现脉动状，仿真实验论证了三电平直接矩阵变换器(TLDMC)与三电平间接矩阵变换器(TLIMC)的拓扑等效。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，该方法用于确定三电平直接矩阵变换器中的12个双向开关的开关信号，其特征在于，所述的调制方法包括如下步骤：

2.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(1)具体为：

3.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(2)中虚拟整流级电路结构具体为：该虚拟整流结构包括a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_ap和S_an，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_bp和S_bn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_cp和S_cn；

对于虚拟整流级满足：

4.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(2)中虚拟逆变级电路结构具体为：该虚拟逆变结构包括输出A，B，C三相桥臂，A相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_A+、S_A-和S_A0，B相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_B+、S_B-和S_B0，C相桥臂包括由上至下依次连接的开关S_C+、S_C-和S_C0；

对于虚拟逆变级满足：

5.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(3)具体为：

6.根据权利要求5所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(32)中有效矢量i_μ和i_v以及零矢量i₀的作用时间具体为：

7.根据权利要求5所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(33)有效矢量i_μ、i_ν经过调整后的作用时间具体为：

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其中，T′_μ和T′_ν分别对应为有效矢量i_μ和i_ν经过调整后的作用时间，T_s为开关周期，T_μ为有效矢量i_μ的作用时间，T_v为有效矢量i_v的作用时间，T₀为零矢量i₀的作用时间。

8.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(4)具体为：

(43)根据步骤(42)结果确定虚拟逆变级各开关管的开关信号。

9.根据权利要求8所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(42)中合成期望的输出相电压空间矢量所对应的合成矢量的作用时间还通过修正输出相电压空间矢量调制系数m_v进行间接修正，具体地，输出相电压空间矢量调制系数m_v的修正公式为：

10.根据权利要求1所述的一种基于三电平直接矩阵变换器的SVPWAM调制方法，其特征在于，步骤(5)中具体转换方式为：