CN102931853A - 一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器，它包括功率补偿LC、矩阵变换器主功率电路、矩阵变换器控制器、输入输出滤波器、采样保护电路、IGBT驱动电路等；原理如下：将三相输入电流矢量控制和单相逆变SPWM控制用于三相-单相矩阵变换器可以得到较好的单相交流电，通过对功率补偿相LC电流电压的控制使其吸收单相输出的脉动功率，如此使得变换器输入功率为恒功率，变换器的输入电流可调制为较好的正弦波。矩阵变换器控制器通过IGBT驱动电路驱动主功率电路，滤波器用于滤除开关频率附近的高次谐波。本发明适用于小功率AC-AC变换，其补偿单元容量小，补偿效果良好，对三相输入-单相输出矩阵变换器输入性能的改善很有意义。

Description

一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器

技术领域

本发明涉及一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器，属于电力电子变换器的技术领域。

背景技术

目前对三相-单相矩阵变换器的研究多集中于对输出电压的控制算法研究，而对输入电流研究较少。由于变换器输出为单相交流电，输出功率为时变功率，因此三相输入电流波形畸变严重，低频谐波含量大，产生谐波污染，功率因素较低。

发明内容

为了解决现有交-交三相-单相矩阵变换器输入电流畸变严重，低频谐波含量大等问题，本发明提供了一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器。

本发明为解决上述技术问题采用如下技术方案：

一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器其包括：功率补偿LC、矩阵变换器主功率电路、矩阵变换器控制器、输入输出滤波器、I GBT驱动电路、反馈电路、采样保护电路；其中：

所述功率补偿LC电容为无极性CBB电容，其承载的电压为交流电压，吸收脉动能量，串联电感起到限流、储能的作用。

所述矩阵变换器主功率电路包括9个双向开关，每个双向开关由两个反向并联的IBGT组成。每个双向开关有一个输入端一个输出端，将有同一个输出端的3个双向开关作为一个双向开关模块，共有三个双向开关模块，每个双向开关模块的3个输入端与三相电源连接。设三个双向开关模块的输出端为A、B、C三个端口，滤波电感、滤波电容串联，接在端口A、C之间，滤波电容的两端为变换器的输出端，功率补偿相电感电容串联，接在端口B、C之间。

矩阵变换器控制器由DSP和CPLD组成，反馈信号经过DSP计算处理后得到占空比信号，再经过CPLD译码电路得到开关管的控制信号。控制信号经过延时电路延时后再通过IGBT驱动电路驱动双向开关。

附图说明

图1是本发明系统框图

图2是基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器主功率电路示意图

图3是基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器等效交-直-交拓扑图

图4是不同输出频率下补偿电容值与其最高电压的曲线图

图5是有无LC补偿三相-单相矩阵变换器三相输入电流仿真波形及其THD

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示的三相-单相矩阵变换器，包括功率补偿相L_com与C_com、矩阵变换器主功率电路、矩阵变换器控制器、三相输入滤波器、IGBT驱动电路、反馈电路、采样保护电路、输出滤波器：电感L_out、电容C_out。

如图2所示的基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器主功率电路，输出共两相：变换器的输出相和功率补偿相。通过控制功率补偿相的瞬时功率，使得变换器的总输出瞬时功率为一恒定值，由于矩阵变换器输入功率等于输出功率，由此三相输入电流可为较好的正弦电流。

如图3所示为基于LC补偿三相-单相矩阵变换器的等效交-直-交拓扑，通过对功率补偿相电流的控制，使得直流母线上的电流

无低频分量，如此输入电流经过调制后可得到较好的正弦波，无低频谐波。

基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器工作原理如下：由于变换器输出为单相交流输出，其输出功率为时变功率，而矩阵变换器无储能环节，输入功率等于输出功率，因此三相输入电流无法正弦化，其必定含有低频谐波。本发明通过对功率补偿相的控制使得输入功率为一恒定值，由此输入电流可调制为正弦波。

单相输出时虚拟直流母线电流分析：设单相输出电压调制函数为S＝m·sin(ω_outt)，三相-单相矩阵变换器单相输出电流为i_out＝I_out·sin(ω_outt-θ)，则其对虚拟直流母线电流的影响I_dc-r为：

$I_{\mathrm{dc}-r}=\frac{I_{\mathrm{out}}}{2}\·m\·\cos \mathrm{\θ}-\frac{I_{\mathrm{out}}}{2}\·m\·\cos ({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}t-\mathrm{\θ})---\left(1\right)$

式中，m为单相输出电压的调制系数，ω_out是单相输出电压的频率，θ为负载滞后角。

由式(1)可知，虚拟直流母线上的电流I_dc-r除含有直流分量外还含有一个二倍输出频率的低频脉动。

虚拟整流环节：虚拟整流器的6个功率开关管共有9种开关组合，对应9个空间电流矢量(6个非零矢量和3个零矢量)，对输入电流采用空间矢量法调制，得到输入电流与虚拟直流母线电流之间的关系为：

式中m_i为输入电流调制系数，

为虚拟直流母线上的电流。

由上式可以看出输入电流为正弦波的前提是直流母线电流只含有直流分量，无低频谐波成分。

由式(1)可知，当输出为单相交流输出时，虚拟直流母线上的电流I_dc-r除含有直流分量外还含有一个二倍输出频率的低频脉动。如将式(1)的虚拟直流母线电流带入公式(2)可得当变换器输出为单相交流输出时三相输入电流表达式为：

式中 $I_{\mathrm{dc}}=\frac{I_{\mathrm{out}}}{2}\·m\·\cos \mathrm{\θ},$ $I_{\mathrm{ac}}=\frac{I_{\mathrm{out}}}{2}\·m$

由上式可以看出三相输入电流除含有与输入电压同频的基波分量外还含有两个含量较大的低频谐波，谐波频率与输入输出电压频率有关。

为使三相输入电流经过输入电流矢量控制策略调制后为正弦波则应使虚拟直流母线上的电流只含有直流分量无低频谐波成分。通过控制功率补偿相的电流，使其调制到虚拟直流母线上的电流可以抵消脉动电流。在这里功率补偿相电压调制函数为：

则功率补偿相电流为

因此功率补偿相电流对虚拟直流母线电流的影响为：

I_dc-c＝S_C·i_LC＝0.5·M·I_LC·cos(2ω_outt-θ)               (4)

式中，i_LC为功率补偿相电流，I_LC为功率补偿相电流幅值，M为功率补偿相电压调制系数，ω_out是单相输出电压的频率。

通过对功率补偿相电流的控制就可以使虚拟直流母线电流无低频谐波量。

逆变侧输出为两相输出，每个开关周期内输出的两相分开导通，即负载相与电源相连接时，功率补偿相续流；功率补偿相与电源连接时，负载相续流，由此可将输出电压相区分为4个相区。

在矩阵变换器中，输出电压实际上都由输入电压直接调制而成，因此就要去除虚拟直流环节，直接进行交交调制。输出有4种开关组合，而输入电流空间矢量将输入电流空间划分为6个相区，因此任意时刻两者有24种开关组合。以输出两相电压均为正电压，输入电流位于第一相区为例，基于LC补偿的三相-单相矩阵变换器在一个开关周期内开关组合如下表示：

表1输入电流输出电压位于第一相区时的开关组合

占空比PWM码	SaA SbA ScA SaB SbB ScB SaC SbC ScC
		1111	100010010
0111	010100010
		0011	100001001
0001	001100001
		0000	001001001

欲使三相输入电流正弦度较好，则变换器的输出功率应为恒定值，因此补偿相LC的瞬时功率应和单相输出的脉动功率瞬时值相等，相位相差180°。因此

$p_c+p_L=-{\tilde{p}}_o---\left(5\right)$

式中p_L、p_c分别为功率补偿相电感、电容的瞬时功率，

为脉动功率瞬时值。

功率补偿相电感电容串联，流过电感与电容的电流相同，而电感电压超前电流90°，电容电压滞后电流90°，因此电感的瞬时功率与电容瞬时功率相位相差180°。由于电感瞬时功率相对于电容瞬时功率较小，因此功率补偿相瞬时功率与电容瞬时功率同相位，与电感瞬时功率相位相差180°，电感瞬时功率与需补偿的单相脉动功率同相位。因此

$P_C={\tilde{P}}_o+P_L---\left(6\right)$

P_C、P_L、

分别为电容功率、电感功率和单相脉动功率的幅值补偿电容完全吸收脉动能量和电感能量，其电容值可由以下表达式确定：

$C=\frac{{\mathrm{LI}}_{\mathrm{LC}}^2+2\frac{{\tilde{P}}_o}{{\mathrm{\ω}}_o}}{u_{c\max }^2}---\left(7\right)$

式中U_cmax为补偿电容上的最大电压，I_LC为电感电流幅值

由上式可见为了减小电容所需吸收的能量，串联的电感应尽量减小，但电感的减小会导致电感脉动电流过大，较大的脉动电流导致其调制到虚拟直流母线上时谐波加大，而且较大的脉动电流还会使开关管的电流应力加大。

在功率补偿相与电源连接时的时间内流过电感的脉动电流为：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{\mathrm{\Δv}}{L}=\frac{U_{\mathrm{dc}}-u_c}{L}M\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4}-\frac{\mathrm{\θ}}{2})T_s---\left(8\right)$

式中U_dc为虚拟直流母线电压，u_c为电容上的瞬时电压，忽略电感对基波的影响，则电容上的电压u_c可近似为：

$u_c=M\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4}-\frac{\mathrm{\θ}}{2})U_{\mathrm{dc}}---\left(9\right)$

因此脉动电流可表示为：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{M\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4}-\frac{\mathrm{\θ}}{2})-{(M\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4}-\frac{\mathrm{\θ}}{2}))}^2}{L}{U}_{\mathrm{dc}}{T}_s---\left(10\right)$

当

时脉动电流最大，最大脉动电流为：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{U_{\mathrm{dc}}{T}_s}{4L}---\left(11\right)$

以输入电压220V，开关频率15KHz，最大脉动电流取10A为例可以得出电感L≥0.775mH。

由式(7)可见补偿电容上的能量分为两个部分，一部分为单相脉动功率产生的能量，该能量值与输出电压频率有关，输出电压频率越高，则脉动能量越小，因此该发明用于航空电源(115V/400Hz)时，可使所选补偿电容值较小。另一部分为电感能量，在满足脉动电流要求时，电感值应尽量取小以减小电容补偿能量。

图4是不同输出频率下补偿电容值与其需承受最高电压的曲线图。当电容需补偿功率恒定为1Kw，变换器输出频率为50Hz或者400Hz时，功率补偿相电容的最高电压随着电容值的增加而减小；输出频率越大，补偿电容值越小。由此可见本发明尤其适用于航空或民用机场单相交流供电。

图5是输入三相220V/50Hz，单相输出115V/400Hz的仿真波形，开关频率为15KHz，补偿电容为15uF，电感1mH。图5(a)为不加功率补偿时输入电流及其谐波含量，图5(b)为带LC补偿时输入电流及其谐波含量。由图5(a)可以看出无LC功率补偿时三相输入电流除含有基波分量外还含有两个占基波分量近50％左右的低频谐波，总的低频谐波含量达到了68.5％；由图5(b)可以看出加入LC补偿后三相输入电流低频谐波含量明显减小，低频谐波含量不到3％。

Claims (2)

1.一种基于LC补偿的buck型三相-单相矩阵变换器，其特征在于包括：功率补偿LC、矩阵变换器主功率电路、矩阵变换器控制器、输入输出滤波器、电流电压反馈电路，采样保护电路，其中：

功率补偿LC电容为无极性CBB电容，其承载的电压为交流电压，串联电感起到限流、储能的作用。

矩阵变换器主功率电路包括9个双向开关，每个双向开关由两个反向并联的I BGT组成。每个双向开关有一个输入端一个输出端，将有同一个输出端的3个双向开关作为一个双向开关模块，共有三个双向开关模块，每个双向开关模块的3个输入端与三相电源连接。设三个双向开关模块的输出端为A、B、C三个端口，滤波电感、滤波电容串联，接在端口A、C之间，滤波电容的两端为变换器的输出端，功率补偿相电感电容串联，接在端口B、C之间。

矩阵变换器控制器由DSP和CPLD组成，反馈信号经过DSP计算处理后得到占空比信号，再经过CPLD译码电路得到开关管的控制信号。控制信号经过延时电路延时后再通过IGBT驱动电路驱动双向开关。

2.根据权利要求1所述的基于LC补偿buck型三相-单相矩阵变换器，其特征在于：由小容量LC构成单相输出脉动功率吸收电路，其容量大小随输出频率的增加而大幅度减小，尤其适用于航空或民用机场单相交流供电。

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