CN102638176A - 混合级联多电平电子电力变压器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种混合级联多电平电子电力变压器，包括结构相同的A、B和C相电能变换单元，每相电能变换单元由M个电子电力变压器子单元级联而成，M≥2；每个电子电力变压器子单元包括高压级、隔离级和低压级串接构成的三级结构；所述高压级包括PWM整流器，PWM整流器与同一相中其它子单元的PWM整流器级联，所述隔离级包括隔离型DC-DC变换器，所述低压级为电压源逆变器，电压源逆变器与同一相中其它子单元的电压源逆变器级联；PWM整流器的交流输入端和电压源逆变器的直流输出端分别串联一个电抗器。本发明通过扩展输出电压的电平数提高电能质量，并且其使用的开关器件无需受频率相同的限制，降低了开关及滤波器损耗。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术在电力系统中的应用，具体涉及一种混合级联多电平电子电力变压器。
背景技术
电子电力变压器是一种采用了电力电子变换技术的电能变换和传输设备，是一种新型的电力变压器。到目前为止，国内外研究者已提出了多种具体的实现方案。如：Holger Wrede，Volker Staudt，Andreas Steimel.Design of an Electronic Power Transformer.IEEE 200228th AnnualConference of the IECON。Scott D.Sudhoff，Steven F.Glover，Dudley.Galloway.Application of Power Electronics to the DistributionTransformer.Applied Power Electronics Conference andExposition，2000。以及发明专利ZL 02139030.4。这些方案都有各自的优点，但是都有一个问题，即装置中所有功率变换子单元的母线电压是相同的。这样使得输出电压的电平数量受到了限制，无助于抑制输出电压的谐波；且开关器件的开关频率也相同，也使可选开关器件受到了限制；因此在抑制谐波，提高功率因素减小滤波器容量与体积以及降低损耗方面并无优势。
发明内容
本发明的目的在于提供一种混合级联多电平电子电力变压器，通过扩展输出电压的电平数提高电能质量，并且其使用的开关器件无需受频率相同的限制，降低了开关及滤波器损耗。
混合级联多电平电子电力变压器，包括结构相同的A、B和C相电能变换单元，所述电能变换单元由M个电子电力变压器子单元级联而成，M≥2；所述电子电力变压器子单元包括高压级、隔离级和低压级串接构成的三级结构；所述高压级包括PWM整流器，PWM整流器与同一相中其它子单元的PWM整流器级联，所述隔离级包括隔离型DC-DC变换器，所述低压级为电压源逆变器，电压源逆变器与同一相中其它子单元的电压源逆变器级联；所述PWM整流器的交流输入端和电压源逆变器的直流输出端分别串联一电抗器。
进一步地，所述PWM整流器由全桥并联电容构成或者由半桥并联电容构成。
进一步地，所述隔离型DC-DC变换器由逆变器、中频变压器和整流器构成，逆变器连接中频变压器的原边，整流器连接中频变压器的副边。
进一步地，所述电压源逆变器由全桥并联电容构成或者半桥并联电容构成。
进一步地，M个子单元的母线电压比为2M-1∶2M-2∶…∶21∶20。
本发明除具有通常电子电力变压器的优点之外，相对于现有技术，还具有以下优点：
(1)多电平(若应用2的n次幂比例，即8∶4∶2∶1时可输出31电平)阶梯波输出在没有滤波器的情况下可使THD(总谐波失真)降至5％以下，功率因素则为99.9％以上，为负载提供高质量电能；
(2)混合级联方法中会使用到成比例电压等级的母线，可同时应用IGCT，IGBT以及Power Mosfet或其他开关器件作为不同电压等级的子单元的开关器件，发挥每种开关器件各自的特性优势。例如IGCT耐高压且额定工作状态的开关频率偏低，IGBT适中，PowerMosfet无法耐高压但适于高开关频率场合且损耗最小。本混合级联方法中，电压等级最高的级联子单元的开关频率最低，电压等级最低的级联子单元的开关频率最高；即开关频率按电压等级的高低从低到高排列。如在电压等级最高的子单元中应用IGCT做开关器件，因为IGCT额定工作开关频率最低，同时耐压最高；在电压等级最低的级联子单元中应用Power Mosfet作为开关器件，因为Power Mosfet额定工作开关频率最高，耐压最低。而在中间电压等级的子单元中可使用IGBT作为开关器件，因其额定工作开关频率以及耐压都适中，即按照电压比例的反比例分配。依此方法可以降低开关管的开关损耗，且可最大限度发挥开关器件在其最适应工作状态中工作。
(3)多电平组成的阶梯波能非常接近理想正弦波，电平越多则越接近。减小谐波含量可大幅减小滤波器的的体积和容量，且降低滤波器上的损耗；
(4)由于电子电力变压器的子单元采用不同的母线电压混合级联，因此每相所需要配置的级联电路数量比常规且同等级电子电力变压器少，降低了电路的复杂程度；
(5)由于开关损耗以及滤波器损耗的降低，本发明所设计的电子电力变压器的效率会比常规且同等级电子电力变压器高。
附图说明
图1为本发明混合级联多电平电子电力变压器的一种具体实施方式的结构示意图。
图2为本发明混合级联多电平电子电力变压器的另一种具体实施方式的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明作进一步详细说明。为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、手续、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。
本发明提供的混合级联多电平电子电力变压器，每相由M个电子电力变压器子单元级联而成，M≥2；每个电子电力变压器子单元的主回路由高压级、隔离级和低压级串接构成三级结构。
高压级由PWM整流器构成，且与这一相其他子单元的高压级级联在一起，PWM整流器由四只带续流二极管的开关器件组成的全桥并联电容构成或者由两只带续流二极管的开关器件组成的半桥并联电容构成，全桥与半桥相比，电压利用率更高；
隔离级由相互独立的隔离型DC-DC变换器构成，每个DC-DC变换器由逆变器、中频变压器和整流器构成，逆变器连接中频变压器的原边，整流器连接中频变压器的副边；逆变器和整流器可采用全桥或半桥。
低压级由电压源逆变器构成，并与这一相其他子单元的低压级级联在一起。电压源逆变器采用全桥并联电容构成或者半桥并联电容构成。
高压级的交流输入端和低压极的直流输出端需要分别串联一个电抗器。
本发明用于实现高压级与低压级之间的电能变换。当实现从高压级向低压级传递能量时，高压级的每一相电能中的每一路电能经过高压级调制成高频信号后，传递给隔离级，并耦合到低压级，并在低压级输出。反之，当实现从低压级向高压级传递能量时，低压级的每一相电能经过低压级调制后，传递给隔离级，并耦合到高压级，并在高压级输出。
每相中各子单元的母线电压可相同或不同，通过理论论证，以2的幂为比例系数进行电压分配最优，即M个子单元的母线电压比为2M-1∶2M-2∶…∶21∶20。
以M＝4为例，不同子单元的母线电压比为8∶4∶2∶1，不同子单元的输出功率之比为电压等级之比，即8∶4∶2∶1，也即电压等级越低的子单元可以选择耐压以及电流容量更小的开关器件。若不使用PWM技术而单纯叠加不同的电压获得阶梯波输出，则子单元的开关频率之比为电压等级之比的反比，也即1∶2∶4∶8；也即电压等级越高的子单元可以选择开关频率越低得开关器件，因此降低了开关损耗。
图1给出了M＝5的实施例，为不对开关器件耐压造成过高要求，将8∶4∶2∶1中的“8”拆分为“4+4”。即第一路到第五路子单元的电压之比为4∶4∶4∶2∶1。本领域技术人员应可理解，此拆分方式仅为说明目的，并非本发明的限制。
第一、第二以及第三路子单元的开关器件为IGCT(集成门极换流晶闸管)或IGBT(绝缘栅双极型晶体管)(仅为举例说明，并非局限于这一种开关器件)，第四路开关器件为IGBT(绝缘栅双极型晶体管)但不局限于此开关器件，第五路开关器件为MOSFET(功率场效应晶体管)但不局限于此开关器件。高压级的子单元采用级联，使高压级子单元流过电流相等，而子单元母线电压为4∶4∶4∶2∶1，因此高压级子单元模块输出功率之比也为4∶4∶4∶2∶1。
由于子单元的母线电压不同，因此将子单元的母线电压叠加成正弦波时需要不同的组合。此组合中母线电压越高的子单元出现的频率越低，因为仅在正弦波的峰值时需要高电压子单元工作；例如在此实施例中，仅在峰值附近才需要第一、第二和第三路子单元工作；之外，仅第一、第二和第三路子单元中任意一路即可与第四、第五路子单元混合工作，或第四、第五路子单元各自独立工作在正弦电压值较低的区间。
可以理解为：电压较高的子单元(即第一、第二以及第三路子单元)工作在基波频率或基波频率倍数下(例如50Hz或50Hz的倍数)，且输出方波；而电压较低子单元工作在较高频率下，用以抵消高电压子单元的方波输出带来的谐波，达到滤波以及完善基波的效果。
高压级直流母线将会通过隔离级耦合到低压级，而本实施例低压级直流母线电压比例也为4∶4∶4∶2∶1。此时低压级为逆变器功能，通过低压级的混合级联，将不同的母线电压叠加在一起可实现低压级的31电平逆变输出。
通过对图1中所示的五路子单元的通断进行控制，本实施例中高压级可实现31阶电平整流，将输入交流电压整流成高压级的五个子单元的直流母线电压；同时低压级也可由表1实现31阶电平逆变，输出谐波很小的正弦电压。由于第一、第二以及第三路子单元母线电压相等，因此高压级和低压级的通断存在冗余组合，可通过选择不同的开关组合以降低开关器件的开关频率，从而降低开关损耗。
表1为31阶电平组合示意图
| 电平阶数 | 子单元组合 | 电平阶数 | 子单元组合 |
| 15 | +1+2+4+4+4 | -15 | -1-2-4-4-4 |
| 14 | +2+4+4+4 | -14 | -2-4-4-4 |
| 13 | +1+4+4+4 | -13 | -1-4-4-4 |
| 12 | +4+4+4 | -12 | -4-4-4 |
| 11 | +1+2+4+4 | -11 | -1-2-4-4 |
| 10 | +2+4+4 | -10 | -2-4-4 |
| 9 | +1+4+4 | -9 | -1-4-4 |
| 8 | +4+4 | -8 | -4-4 |
| 7 | +1+2+4 | -7 | -1-2-4 |
| 6 | +2+4 | -6 | -2-4 |
| 5 | +1+4 | -5 | -1-4 |
| 4 | +4 | -4 | -4 |
| 3 | +1+2 | -3 | -1-3 |
| 2 | +2 | -2 | -2 |
| 1 | +1 | -1 | -1 |
| 0 | 0 | 0 | 0 |
有利地，本实施例低压级将高压级的电压比例即本实施例中4∶4∶4∶2∶1的比例应用至低压级且同样混合级联，使五路子单元从高压级到低压级的电压变比一致，有助于在每一路子单元的隔离级使用相同的中频变压器，从而在硬件以及每一路子单元的系统参数上达到一致。
高压级电路和低压级电路可采用脉宽调制技术(PWM)或使用直接叠加电平的方式工作。
图2为本发明混合级联多电平电子电力变压器的另一种具体实施方式的结构示意图。通过对图2中所示的三路子单元的通断进行控制，可以得到最多13阶电平，如表2所示。图3所示的混合级联多电平电子电力变压器结构与图1所示的混合级联多电平电子电力变压器结构类似，其区别仅在于实施例一的母线电压成2的n次幂比例，为简洁起见，此处不另赘述。
表2为13阶电平组合示意图
| 电平阶数 | 子单元组合 | 电平阶数 | 子单元组合 |
| 6 | +5+3+1 | -6 | -5-3-1 |
| 5 | +5+3 | -5 | -5-3 |
| 4 | +5+1 | -4 | -5-1 |
| 3 | +5 | -3 | -5 |
| 2 | +3 | -3 | -3 |
| 1 | +1 | -1 | -1 |
| 0 | 0 | 0 | 0 |
上文具体实施方式和附图仅为本发明之常用实施例。显然，在不脱离后附权利要求书所界定的本发明精神和保护范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露之实施例仅用于说明而非限制，本发明之范围由后附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。
Claims (5)
1.混合级联多电平电子电力变压器，包括结构相同的A、B和C相电能变换单元，所述电能变换单元由M个电子电力变压器子单元级联而成，M≥2；所述电子电力变压器子单元包括高压级、隔离级和低压级串接构成的三级结构；所述高压级包括PWM整流器，PWM整流器与同一相中其它子单元的PWM整流器级联，所述隔离级包括隔离型DC-DC变换器，所述低压级为电压源逆变器，电压源逆变器与同一相中其它子单元的电压源逆变器级联；所述PWM整流器的交流输入端和电压源逆变器的直流输出端分别串联一电抗器。
2.根据权利要求1所述的混合级联多电平电子电力变压器，其特征在于，所述PWM整流器由全桥并联电容构成或者由半桥并联电容构成。
3.根据权利要求1所述的混合级联多电平电子电力变压器，其特征在于，所述隔离型DC-DC变换器由逆变器、中频变压器和整流器构成，逆变器连接中频变压器的原边，整流器连接中频变压器的副边。
4.根据权利要求1所述的混合级联多电平电子电力变压器，其特征在于，所述电压源逆变器由全桥并联电容构成或者半桥并联电容构成。
5.根据权利要求1所述的混合级联多电平电子电力变压器，其特征在于，M个子单元的母线电压比为2M-1∶2M-2∶...∶21∶20。
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