JPS62114441A - トランジスタインバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明はニッケル・カドミウム電池の充電装置等に使わ
れているトランジスタインバータ％［に糸り、特に目切
＞２圧切換部の回路構成に関するものである。

（口）従来の技術 本発明が対象とするトランジスタインノく一夕装置を便
つｔ電池の充電装置の例として特開昭５８−７２９５４
号公報の「電池の充電装置」があムこの装」、ゴは商用
電源の整流電圧にてトランジスタインバータを発振させ
、その発振出力にて被充電電池を充電し、該電池の所定
充電状丞を検出して発振トランジスタの通電電流を検出
する検出手段ｆｔ設ける七共に該検出手段の出力にエフ
各発振出力のスパイク電流を減少する電流側流手段１ｆ
ｒ．投けたものである．ところが電池Ｏ満充電時を検出
してプログラマプルユニジャンクショントランジスタが
非導通となり発振トランジスタがオフする際に該トラン
ジスタのベースに電荷が残り、これによって該発振トラ
ンジスタが半導通状態に衣り。

インバータトランスの一次コイルＶｃＭえラレ比エネル
ギーにょり、過大電流がＦｒｔ′Ｉ記発振トランジスタ
に流れ込み熱を発する亡いう問題点があった。

（／ウ　　発明が解決しようとする問題点本発明か解決
しようとする問題点は、上述の発振トランジスタの発熱
が、商用交流電源出力ＡＣ１００〜１５０ｖ程度で少な
く、該電源′重圧が高くなると、インバータトランスの
一次コイルに蓄えられるエネルギーが増大するために増
加することに着目し、これらの発熱を抑え高電圧でも損
傷を起こさないトランジスタインバータ装置を自発する
ことにある。

国　問題点を解決するための手段 一次、二次、及び帰還コイルを有し直流電源端に接続さ
れるインバータトランスと、該トランスの一次コイルに
接読される発振トランジスタとより成、す、該トランジ
スタはそのベースに補助トランジスタの主電流路を接続
し且つエミッタを抵抗を介して接地すると共に１前記補
助トランジスタのベースに前記抵抗に生じる電圧を検出
する手段としてのツェナダイオ−ドラ接続する。

−作　用 発振トランジスタのエミッタエフ接地している抵抗の電
位をツェナダイオードによって検出し、過大電流が該抵
抗に流れたときに補助トランジスタを用いて＋ｉｉ、ｉ
記発振トランジスタのベース電位ヲゼロにする。このこ
とにエフ発振トランジスタがオフする際の電流が前記抵
抗をづｈして生む電位をツェナダイオードが検出し、該
ツェナダイオードの閾値電圧に達し九ときＶＣ発振トラ
ンジスタを強制的にオフして該トランジスタのコレクタ
電流波形を整え発熱を抑制する。

（へ）実施例 以下本発明のトランジスタインバータ装置を電気かみそ
りの電気回路に採用したー実１１工例に沿って口面を参
照して詳細に説明する。

ｉｌｌは直流電源としての全波整流回路Ｄ１にしてその
交流入力端は商用電源ＡＣ＋２１に電流７ユーズＲ頂３
）を介して＋ｉＩｃ読され、その直流出力端には逆流阻
止ダイオードＤ２（４）及び平滑コンデンサ０１［５１
の直列回路ｐ）゛雑音防止用コイルＩ、　１Ｂ＋を経て
接続される。

（６）ハサージ吸収用のコンデンサＺＮＲであり、前記
全波整流回路Ｄ　１１１１と商用ｔｈｔ源ＡＣ＋２１と
の間に並列接続されている。

（７１はトランジスタインバータにして前り平滑コンデ
ンサＣ１［５１の両端に発振トランスＴｆ８に２）一次
コイルＮ１１９１　（！：　Ｑ振トランジスタｑ３１α
のコレクタ◇エミッタ及びサーマルフユーズＴＩＦ　（
１１）、抵抗Ｒ団２１の直列回路が接続され、該抵抗Ｒ
８α力は接地されている。前記抵抗Ｒ８α２の接続点（
Ｐ３）に並列にコンデンサＣ（支）Ｊが接続され、前記
トランジスタＱ３１■のベースには補助トランジスタＱ
Ｊ４１の主電流路と自動電圧切換制御部（至）とが互い
に並列に接続されている。そして前記補助トランジスタ
ＱＪ４１の主電流路は接地され、″！ｔベースは抵抗Ｒ
５Ｑφ及び前記抵抗Ｒ８１Ｊ２１に生じる電圧を検出す
る手段としてのツェナダイオードＺＤ３Ｑ７）とを介し
て前記接続点（Ｐ３）に接続されている。

＠記自動電圧切換制ａＩ部（へ）は、前記発振トランジ
スタＱ、３１αのベースに接続される抵抗Ｒ１１３１，
制御トランジスタＱｘ６９）の主電流路及び第１の基準
電圧素子としてのツェナダイオードＺＤＩ　（２０）か
らなる直列回路と、前記インバータトランスＴ（８）の
帰還コイルＮｆｆ１ｌ）の一端に接続点（Ｐｌ）にて接
続される抵抗Ｒ２２Ｚ階介して前記抵抗Ｒ１α渇を含む
直列回路に並列接続されている抵抗Ｒ３凶、第２の基準
重圧素子としてのツェナダイオード、１ｚｐｚ圓及び抵
抗Ｒ４２翰よりなる直列回路とによって４Ｇ！成されて
いる。

訪Ｊ己ＩＪ御トランジスタＱｌ（Ｉ俤はそのベース’ｆ
：　ｆ：＋ｎ　ｌ＜　ツェナダイオードＺＤ２　（２４
）と抵抗Ｒ＃２ωとの接続点（Ｐ２）し に接続＊昨曲記抵抗Ｒ４備の両喘雫圧が所定の値に達す
ると導通して前記発掘トランジスタＱ３ｕ０１に流れる
ベース電流を側路するように構氏されている。

更に前記帰還コイルＸ２１２＊の他端は抵抗Ｒηυを介
して接地されており、まｔ該抵抗Ｒ詔には前記抵抗Ｒ８
１１１２１と同様にコンデンサＣ４＠が並列接続されて
いる。尚ｆ２８、シ９）は前記インバータトランスで（
８）の一次コイルＮ１ｆ９１の両端間に接続され該一次
コイルＮ１（９）に発生するスパイク電圧を吸収する抵
抗Ｒ６，コンデンサＣ２である。

前記インバータトランスＴ（８）は二次コイルＮ５ａ）
と有し、該二次コイルＮ＠Ａには整流用ダイオードＤ３
３１＋ｅ介して始由υスイッチＳめ及びモータＭ　（３
３１エクなる直列回路と、この直列回路に対して並列に
Ｎｉ−Ｃｄ電也等の被充電電池Ｂｌ側とが接続される。

従ッて前記モータＭ　（３３）は始動スイッチＳのｚの
閉成によって前記二次コイルＮべ叫の整流出力又は被充
電電池Ｂ（３（資）の起電力の何れか一方によって駆動
されることになる。また前ε二次コイルＮ訓の整流出力
μモータＭ瞥に通電中であっても、同時に前記電池Ｂ（
３４１へも供給されるので、電池Ｂ−は単独充電だけで
なく、浮動充電も可能である。

次に、（３（至）は充電制御部にして、第３の基準電圧
素子としてのツェナダイオードＺＤ４　Ｘ、ＺＤＥＩη
ととの直列回路を前記全波整流回路Ｄ　ＩＴ　ｌ］の直
流出力端に抵抗Ｒ１３（３８１及び前記雑音防止コイル
Ｌ（至）を介して接続すると共に、前記ツェナダイオー
ドＺＤ５Ｇ′７）の両端間に生じる定電圧を抵抗ＲＩＯ
Ｉ、可変抵抗可変抵抗及１脇幻Ｒ１２ｆ４２で構成され
る分圧回路にて分圧し、この分圧回路の分圧点（Ｐ４）
の電圧をプログラマブルユニジャンクショントランジス
タＰＵＴ（４３７の１ノード電圧として入力し、一方の
ＰＵＴ（転）のゲートには抵抗Ｒ９（４４）を介して前
記電池Ｂ　（３４１の充電電圧を入力するように構成さ
れるものである。

充電初期において前記電池Ｂ（財）の充電電ＥＥは低ぐ
ツェナダイオードｚＤ５！３７１の分圧電圧の方が高い
ため、前記ＰＴＪＴ！４□□□は導通法相となり抵抗Ｎ
２四を介して帰還コイルＮ々０に帰還９流を流すと共に
、前記電池Ｂ（２）の満充雫時において電池Ｅ　！４１
の充電電圧はツェナダイオードｚｐ５（３７１の分圧電
圧よｎ高（々９．前記Ｐ　１７　Ｔ　（４ｆｉが非導電
ｎに変わり、前品帰還増流の供給を共に停止する。また
前記Ｐ　ＴＴ　Ｔ　（４ａのカソードは充電表示用の発
光ダイオードＬＥＤ（楢に接続されているので該Ｐ　Ｔ
Ｔ　Ｔ　（＋、１が導通中、即りＴＨである。このサー
ミスタ’ｆ’　Ｈ１６）ｔ’！　Ｉｆｆ　己ツェナダイ
オードＺＤ５葡の電圧Ｏ温度に対するに化？抑制する温
度補償手段である。これは一般にＮｉ−Ｃｄ電池Ｂ篩の
充電電圧特性は周囲温度の上昇に伴って電圧の上昇が起
こるため、これに対して分圧点（Ｐ４）の電圧を上昇さ
せなければＰＵＴ（梠による正確な満充電が行えないた
めである。前記サーミスタτ′Ｈ（イ）６１はこの事実
に基き周囲γＢ度が上昇すれば分圧点（Ｐ４）の電圧が
上昇するように負特性のものを使用する。

以上の構成において、充電開始時の＃Ｊ記被充電屯也Ｂ
　（３４）の充電電圧は、商用電源ＪＣ＋２１からの入
力の各半サイクルにおける電圧？検出される。充電中は
Ｐ　Ｕ　Ｔ　（４３１が導通しており、該ＰＵＴ（４（
至）のカソードより帰還電流がイ発振トランジスタＱ３
１ＱＩへ流れ込むので該発振トランジスタＱ３１αがオ
ンし全波整流器Ｄｌｔｌｌより一次コイルＮ１（９１へ
電流が流れ、インバータトランス？　＋８１を介して帰
還コイルＮ々ｌ）に電圧を誘起する。帰還コイルＮ２シ
（転）の電位が所定値に達すると、ツェナダイオードＺ
Ｄ２例及びＺＤＩ岡を介して制御トランジスタのベース
に電流が流れ該トランジスタＱ、ＩＱ（ト）がオンする
。このため発振トランジスタＱ３１αのベース電位がＩ
Ｉ下し、該トランジスタＱ、３１０１がオフする。以後
これらの操作を繰り返すことによって発振トランジスタ
Ｑ、３１αがオン・オフ動作を繰り返しインバータトラ
ンスＴ（８１が発振する。

ところで制御トランジスタＱ１α９）がオンしＺ後述す
るように電源Ａ（１！＋２１０゛市圧が犬きぐなるごき
、ツェナーダイオードＭＤＩ−の電位によって発振トラ
ンジスタＱ３１１０１のベースに電荷が残るため該トラ
ンジスタＱ、３１αが半導通状書となってしまうので、
に一次コイルＮ１１９＋に蓄えられでいた電気エネルギ
ーが放出され、トランジスタＱ３１１０１のコレクタ電
流が急増する（第３図（ｂ）参照）場合が生じるが、こ
の場合該コレク４１′ｆｆｔ流にぶり抵抗Ｒ８θ２に生
ずる電位か上昇し、この電位かツェナダイオードｚＤ３
ｕカの閾値電圧を越えたときに補助トランジスタＱ、２
（１４１がオンになって発振トランジスタＱ、３１αの
ベース電位をゼロとし、該トランジスタＱ３１０１をオ
フして過大ｖｌＬｗＬを遮断する。（第２図（ａ）、（
鶴参照）但しこの現象は全波整流器Ｄｌｌｌ＋に入力さ
れる商用電源ＡＯ（２）の電圧が１００ｖエクも大きい
場合に起こり。

該電源ＡＣ＋２１のＶｔ圧が１００７のときは制御トラ
ンジスタＱ、１α９）及びＭ助トランジスタＱ３＋ｃｎ
はともにオンせず１通゛イｕＪ　ｆ’ｌ”を行う。

次にｔｌｆｉ　’Ｊ’ｒＳＱ光′Ｌｕ切作につい動作明
するりｐｕＴ（４３）は一旦導通するとその保持電流に
低下するまで導通するが、充電が進行して′上池Ｂ（３
４１の電池電圧が基準電圧を越えるとＰ　ｔｒ　Ｔ　（
４３）が遮断して充電中の表示を行ってい九発光ダイオ
ードＩＦｔＤ（至）も消灯して充電終了の警告を行う。

尚商用電源ＡＣ［２１の電圧が変化（増大）しｔ場合に
は自助電圧切換制御部（ト）の分圧点（Ｐ２）の電圧が
変化（上昇）する、　ＩＩＩ御トランジスタ＋ｇＱ９）
　ｕこの分圧点（Ｐ２）の電圧（ベース電圧）とツェナ
ダイオードｚＤ１彌の基準電圧とを比較し、ベース電圧
が高くなると制御トランジスタＱ１１Ｊ噂の導通期間が
長くなり、このトランジスタＱ、ＩＱ９）の導通により
。

発振トランジスタＱ３ｕαのペース電流に制御する沈め
、該トランジスタＱ３ｕＱｉの導通期間が短かくなる。

このように通常の充電時において制御トラ／ジス１；１
３（１０） りＱ、ｌα９）による発振トランジスタｍの制御によっ
て、インバータトランスＴ（８１の入力電圧が変化して
も出力を一定に保つ、またツェナダイオード２Ｄ々弔ｌ
ＳＣ抵抗Ｒ３２３＋及びＲａ１ｌよりなる分圧回路の分
圧効果を高め、入力電圧に対するインバータ（７）の出
力変化を更に減少させる九めの側路回路を構成するもの
である。

（ト）発明の効果 本発明は以上の説明の如く、一次、二次、及び帰還コイ
ルを有し直流電ｒＡ喘に接続されるインバータトランス
と、該トランスの一次コイルＶＣ廣続される発振トラン
ジスタとより成り、該トランジスタなそのペースに補助
トランジスタの主電流路を接続し且つエミッタに抵抗を
介して接地すると共に％＃Ｊ記補助トランジスタのベー
スに重上抵抗に生じる電圧を検出する手段を接続したも
のであるから、商用電＃電圧の高い地域でもインパーク
を構成する発振トランジスタの発煕を少なくすることが
でき、インバータ装置としての耐久性及び信頼性が向上
する効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明トランジスタインバータ装置を採用した
電気かみそりの一実施回路図・第２図（ａ）は第１図回
路の発振トランジスタＱ３のコレクターエミッタ間の電
圧波形−，第２図（ｂ）は向発振トランジスタＱ３のコ
レクタ電流波形図、８ｇ３図（ａｌ、　（ｂ）は夫々第
２図（ａ）、（ｂ）に対応する従来のインバータ装置の
波形図である。 ＋９１−一次：２　（／Ｌ／、（、’１０１　・ｍ次コ
イル、ｅ２１）　＝・ＩＮ　！　コイル、＋１１　・・
・血流電源、１８１・・・インバータトランス、ｔｌＱ
ｌ　・・・発振トランジスタ、　（１４１・・・補助ト
ランジスタ、Ｏｚ・・・抵抗、α力・・・検出手段。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一次、二次、及び帰還コイルを有し直流電源端に
   接続されるインバータトランスと、該トランスの一次コ
   イルに接続される発振トランジスタとより成り、該トラ
   ンジスタはそのベースに補助トランジスタの主電流路を
   接続し且つエミッタを抵抗を介して接地すると共に、前
   記補助トランジスタのベースに前記抵抗に生じる電圧を
   検出する手段を接続してなるトランジスタインバータ装
   置。
2. （２）前記電圧検出手段はツェナダイオードであること
   を特徴とする上記特許請求の範囲第１項記載のトランジ
   スタインバータ装置。