JPS62104296A

JPS62104296A - 色信号処理装置

Info

Publication number: JPS62104296A
Application number: JP61167906A
Authority: JP
Inventors: Himio Nakagawa; 一三夫中川; Mitsuru Kudo; 満工藤; Takatoshi Togami; 戸上　隆利
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-07-18
Filing date: 1986-07-18
Publication date: 1987-05-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はＮＴＳＣ方式カラー映像信号を記録再生する磁
気記録再生装置（ＶＴＲ）の色信号処理装置に関するも
のである。

〔従来の技術〕

現在、家庭用ＶＴＲにおいては高密度記録を行なうため
、ガートバンドを設けない２ヘツドヘリ力ルスキヤン方
式が用いられている。この方式ではへ゛ラドのアジマス
損失を利用して隣接トラックからのクロストークを防い
でいるが、低域周波数に帯域変換されて記録される色信
号成分に対してはこの効果が十分でな（・。このため、
色信号の垂直方向の高い相関を利用して回路的に除去し
ている。

ＮＴＳＣ方式の映像信号を記録再生するＶＴＲの１例に
おし・ては、このクロストークの除去を、概略以下のよ
うな方法で行なっている。

色信号は、搬送波周波数が４Ｄ　Ｊ’Ｈ（ｆＨは水平周
波数）となるように帯域変換されて記録される。

この時、記録に用し・る２つのヘッドのうち、一方で記
録する時（この時の記録トラックを仮にＣＨ−１とする
）は、この色信号の位相をＨ毎（Ｈは１水平走査期間）
に９０°ずつ位相を進めて記録し、他方のヘッドで記録
する時（この時の記録トラックを仮にＣｆ（−２とする
）は、Ｈ毎に９０°ずつ位相を遅らせて記録する。した
がって、記録位相はＣＨ−１では第１図（＆）に、ＣＦ
（−２では第１図（ｂ）に示すようＫなる。

そして、ＣＩ（−１を再生する時に、再生糸でＨ毎の９
０°位相進みを補償すると、ｃ　ｒｔ　−ｉの信号は第
１ｔＷ（ｃ）に示すようにもとの位相に戻る。この時、
隣接トラックであるＣＨ−２の信号がクロストークとし
て混入するが、この位相は第１図（ｄ）に示すようにト
■毎に位相が反転状態になる。１Ｈ前後の色信号はほと
んど同じであるから、１Ｈ遅延１（ＤＬ）を用いて１Ｈ
前後の信号を加算するとＣＨ−１（第１図（Ｃ））は加
シされて搗−が２倍になるのに対して、クロストークで
あるＣＦ（−２の信号（第１図（ｄ））は打消し合う。

このようにしてクロストークが除去される。

ＣＨ−２を再生する時も同様に、再生糸でＨ毎の９０°
位相遅れを補償するのでＣＩ（−２の信号は第１図（ｅ
）のようになり、クロストークであるＣＦ（−１の信号
は第１図（ｆ）のようになる。このため、ＣＨ−１再生
時と同様にＩＨＤＬを用いるとクロストークトーク分で
あるＣ　Ｉ　−１の信号を除去できるわけである。

このような信号処理を行なうため、従来においては色信
号回路は第２図に示すような回路で行なわれていた。

第２図においては、１は記録色信号入力端子、２は再生
色信号入力端子、３は第１の切換スイッチ（以下ＳＷと
略す）、４はＡＣＣ，５は第１の周波数変換回路（以下
コンバータと略す）、６はローパスフィルタ（以下ＬＰ
Ｆと略す）、７は第１のキラーアンプ、８は記録色信号
出力端子、９は第１のバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦ
と略ス）、１０はＩ　ＨＤＬフィルタ、１１は第２のキ
ラーアンプ、１２は再生色信号出力端子、１５は第１の
位相比較回路（以下ＰＤと略す）、１４は電圧制御形発
振器（以下ＶＣＯと略す）、１５は第１の分周回路、１
６は第２の分周回路、１７は４相ロジック回路、１８は
第２のコンバータ、１９は第２０ＢＰＦ、２０は第２の
ＳＷ、２１は第２のＰＤ、２２は電圧制御形水晶発振器
（以下Ｘ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯと略す）、２３ハ第３の
ＳＷ、２４は水晶発振器、２５はキラー検波器、２６は
水平同硬パルス入力端子、２７はヘッドパルス入力端子
、２８はパーストゲートパルス入力端子である。

次に上記の従来回路の動作を説明する。記録時には入力
端子１より搬送波周波数ｆ８゜（−３，５８■場の色信
号が入力さｈる。これがＡＣＣ回路４で一定の振幅にさ
れる。この信号の一部は第２の５Ｗ２０を経て、第２の
Ｐ　Ｄ　２１　、キラー検波器２５に入力される。第２
のＰ　Ｄ　２１において、中心周波数が九。のＸ−ｔａ
ｌＶｃＯ２２の出力とＡＣＣ回路４の出力信号中のバー
スト信号を位相比較し、Ｘ−ｔａｌＶ　Ｃ０２２を制御
する。このためＸ　−ｔａｌＶ　ＣＯ２２は正確にｆＢ
ａで発振する。また、キラー検波器２５で入力色信号が
あるか無いかを判別する。

一方、ＶＣＯ１４の出力は第１の分周回路１５で７分周
され、互いに９０位相の異なる４つの信号がつくられる
。この出力信号の１つがさらに第２の分周回路１６で５
分周され、入力映像信号から分離された水平同期パルス
と第１位相比較器１３にお〜・て位相比較される。この
ようにしてＶＣＯ１４、石τ分周器１５　、１６、ＰＤ
１５からなるＰＬＬ（Ｐｈｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　ＬＯＯ
Ｉ）　）が構成されるので、ＶＣＯ１４は水平同期パル
スの１６０倍、すなわち１６０ｆＨ（ｆＨ：水平周波数
）で発振するよ５に制御されることになる。したがって
、第１の分周回路１５の出力の周波数は４０　ｆＨとな
る。

この第１の分周回路１５の出、力である。９０°ずつ位
相のずれた４つのａＯｆＨの信号が４相ロジック回路１
７に入力される。４相ロジック回路１７では、ＣＨ−１
の時は位相がＨ毎に９０°進みＣＨ−２の時はＨ毎に９
０°遅れとなるように、入力された４つの４ＯｆＨの信
号を切換えて出力する。この４相ロジック回路１７の出
力と前記Ｘ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２の出力ｆ８゜とが
第２のコンバータ１８で掛算されて、和の周波数成分が
第２のＢ　Ｐ　Ｆ　１９から取出される。

したがってＢＰＦ１９の出力周波数は（ｆ８ｏ＋４０　
ｆＨ）となり、位相はＣＨ−１の時はＨ毎に９０゜進み
、ＣＨ−２の時はＨ毎に９０°遅れることになる。この
第２０Ｂ　Ｐ　Ｆ　１９の出力と前記ＡＣＣ回路４の出
力が第１のコンバータ５で掛算される。

したがって、ＬＰＦ、Ｓで差周波数成分を取りだすと、
搬送波の周波数が４０　ｆＨで、位相がＣＨ−１時では
Ｈ毎に９０°進み、ＣＨ−１時ではＨ毎に９００進み、
ＣＨ−２時にはＨ毎に９０’遅れとなった色信号が得ら
れる。これが記録アンプに送られ、輝度信号と混合され
て記録される。白黒の時は、雑音を記録しないように、
キラー検波器２５で白黒信号であることを検出し、キラ
ーアンプ７を制御してＬＰＦ６の出力を記録アンプに送
らなし・ようにする。

再生時には、各切換スイッチ３　、２０　、２３が図示
と反対位置へ切換えられ、搬送波周波数が４０ｆＨで位
相推移された色信号が入力端子２より人力され、第１の
ＳＷ３を通り、ＡＣＣ回路４で一定の振幅にされる。一
方、水平周期パルス入力端子２６からは再生輝度信号か
ら分離された水平同期パルスが人力されるので、ＶＣ０
１４はやはり１６０Ｊ’Ｈで発振する。４相ロジック回
路１７では、記録時と同様にＣＦ（−１時には９０°位
相進みに、ＣＨ−２時には９０°位相遅れとなるように
、第１の分周回路１５の出力を切換えて出力する。これ
により、記録時の位相推移を補償するわけである。

Ｘ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２は、周波数がｆＢＱの水晶
発振器２４の出力と、第１のコンバータ回路５の出力信
号中のバースト信号との位相比較結果で制御されるので
、バースト信号周波数が水晶発振器２４の周波数すなわ
ち安定なｆｓａとなるように制御される。一方、水平同
期パルス入力端子２６から入力される再生信号中の水平
同期信号にはジッタ成分が含まれているので、４相ロジ
ック回路１７の出力にもこのジッタ分が伝達される。前
記色信号中のジッタは４相ロジック回路１７でかなり吸
収され、吸収しきれなかった分はＸ　−ｔａｌ　Ｖ　Ｃ
Ｏ２２でさらに吸収される。

第１のコンバータ回路５、ＢＰＦ９によりｆＢＱＫ戻さ
れた色信号はＩ　Ｆ（ＤＬフィルタ１０により１Ｈ前後
の信号が加算されることによりクロストーク分が除去さ
れる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、従来においては巧みな信号処理が行なわれ
ているわけであるが、ＶＣＯ１４を正確に１６ＯｆＨで
発生させるため、再生時においても、このＶＣＯ１４を
水平同期パルスにより制御している。このため、以下に
述べるような不都合を生じる。

すなわち、映像信号の内容により、再生された輝度信号
中の水平同期パルスの波形が変化する。

このため、この再生された輝度信号から水平同期パルス
を分離する場合、分離された水平同期パルスの位相が前
記波形変化に伴って変化する。この結果、ＶＣＯ１４に
も輝度信号の変化による位相誤差が伝達してしまい、こ
れが第２のコンバータ１８、第１のコンバータ５を経て
、色信号に伝達される。

この位相誤差は、一般にはＸ−ｔａｌＶｃＱ２２の方で
は十分吸収しきれないので、結局色信号にこの誤差が残
ってしまう。このことから、輝度信号により色相が変化
させられ、見苦し℃・ものとなる。

また、第２図からも容易に分るように、高価な水晶が２
ケ必要となり、コスト高の原因となる。

本発明の目的は上記した従来技術の欠点をなくし、輝度
信号の内容に関係なく安定な色相を生じ、かつ高価な水
晶を１ヶ減らすことのできる色信号処理回路を提供する
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために１５本発明では、再生一時に
おいては、Ｘ−ｔａＩＶｃｏを周波数ｆＢｏで７リーラ
ンさせ、これを基準信号として再生バースト信号と位相
比較し、この出力により１６０ｆＨで発振するＶＣＯの
方を制御するようにしている。

〔作用〕

本発明によれば、記録時には水平同期パルスにロックす
るＰＬＬとバースト信号にロックするＰＬ　Ｌの２つの
ＰＬＬを用いるので、確実な動作が保証され、再生時に
はバースト信号のみで周波数制御を行なうようにするの
で、水平同期パルスの輝度信号内容による位相誤差によ
る色相変化がなくなる。

〔実施例〕

第３図に本発明による色信号処理回路の一実施例を示す
。

第３図にお（・て、２９は周波数制限回路、３０は第４
のＳＷ、３１は第５のＳＷであり、その他の符号は第２
図のものと同じであるので説明を省略する。

記録時は第２図に示した従来例と同じ構成になり、同じ
ように動作する。すなわち、ＶＣＯ４４の出力はニー分
周され、入力映像信号から分離された水平同期パルスと
位相比較され、その出力で制御される。したがって正確
に１６０ｆＨで発振する。

これにより、Ｈ毎に位相推移される４０　ｆＨが正確に
得られる。一方、Ｘ　−ｔａＩＶ　Ｃ０２２は、その出
力が入力信号のバースト信号と位相比較され、その出力
で制御されるので、やはり正確なｆＢＱが得られる。

このＸ　　ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２、第２のＰＤ２１で清
適される制御方式はＰＬＬであり、同調用のコイルや容
量を必要としないのでＩＣ化した場合の外付部品点数が
少なくなり、信頼性もあがる。また、リンギング方式や
バースト注入ロック方式に比べて動作も確実で、正確な
発振出力が得られ、またカラー／白黒の判別も確実に行
なえるなど、従来の長所をそのまま生かすことができる
。

再生時には切換ＳＷ３，２０，３０．３１は商示と反対
位置へ切換えられる。第４の５Ｗ３０の切換えによりＸ
　−ｔａＩＶ　ＣＯ２２がｆｓＱの周波数でフリーラン
するようになり、その出力が基準信号として用いられる
。そして、このＸ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２の出力と、
１　［４Ｄ　Ｌフィルタ１０の出力１８号中のバースト
信号とを位相比較し、この出力で第１ｖＣ０１４の方を
制御する。入力端子２から入力される再生色信号の搬送
波周波数は４０１Ｈであり、第２のコンバータ１８の一
方の入力はｆｅｃである。

ここで、４相ロジック回路１７の出力周波数をｆｒとす
ると、第２のＢＰＦ１９の出力の周波数は（ｆ、ｏ＋　
ｆｒ）となる。したかって、第１のＢＰＦ９の出力信号
の搬送波周波数は（ｆ、。＋ｆｒ　＋４０　）Ｈ）とな
る。この周波数が、基準信号であるＸ−ｔａｌＶｃＯ２
２の出力周波数ｆＢｏとなるように制御されるわけであ
るから、ｆ　ｓｃ　＋　ｆｒ−’１０　ｆＨ＝　ｊｓｃすなわち
、ｆｒ　−４０ｆＨとなる。つまり、ＶＣＯ１４は１６
０ＪＨとなるように制御されるわけである。

実際には、入力端子２から人力される再生色信号はＥ１
毎に９０°位泪推移されているが、これについては、４
相ロジック回路１７で、再生輝度信号から分離された水
平同期パルスとヘッドパルスで従来と同様に位相が切換
えられるので、この４相ロジック回路１７で補償されて
しまう。

ただし、この場合、第２のＰＤ２１での位相比較はＨ周
期で間欠的にしか行なわれないため、引込範囲は±７．
５ＫＨ２までしかとれなし・。したがってＶＣＯ１４の
出力が１６０ｆＨから７．５　ＫＨ２Ｘ　４　＝３０Ｋ
Ｈ２以上ずれるとこの系は正しく動作しなくなる。その
ため本発明においては、第２のＰＤ２１からの制御がか
かっていない時にも、ＶＣＯ１４の出力が１（Ｓｏ　ｆ
Ｈから３０ＫＨ２以上ずれることのないように周波数制
限回路２９の出力で制限する。

この周波数制限回路２９は、例えば第４図に示すように
、ｖＣ０１４の出力が１６０　ｆＨ±Ｉｆ　Ｃｌｆは３
０ＫＦ７２以下の値）内にある時は動作しなし・が、前
記出力が±Δｆ以上ずれてくると一定電流を流し出し、
又は吸い込むようになる。これによって第２のＰＤ２１
の出力ＤＣ電圧を変化させ、Ｖ６Ｏ１３の出力が±Δｆ
以内に保持されるようにする。

これは、例えばディジタル回路を用いて以下のようにし
て実現できる（その具体的構成については後述する）。

Ｖ　ＣＯ１４の出力をｎＸ１６８分周して、第５　ｆＪ
（ｇ）　、　（ｈ）に示すように互いに逆相で、デユー
ティ比が５０％の２つのパルスをつくり、さらに、第５
図（１）に示すように、第５図（ｇ）　、　（ｈ）のエ
ツジ部を含む短い期間の切込みの入ったパルスをつくる
。この第５図（１）と第５図（ｇ）　＋　０のそれぞれ
とのＡＮＤをとって、第５図（ｊ）　、　（ｋ）に示す
ように互（・に逆相で、デー−ティが５０％よりやや短
かし・パルスをつくる回路を設ける。第５図（ｊ）のパ
ルスを出力Ａ、（ｋ）のパルスを出力Ｂとする。このパ
ルス発生回路をｎＨ期間動作させる。

例えばｎを４とすると、ＶＣＯ１４の出力は一二−分周
される。したがって、ＶＣＯ１４の出Ｘ１７ＳＯ力筒波数が１６ＯｆＨであると、パルス発生回路の周波
数は・ｒ−となる。したか−て、出力Ａのパ〜スは第６
図（１）のような変化をし、動作を始めてから４Ｈの終
りではローレベルとなる。出力Ｂのパルスは第６図（ｍ
）のような変化をし、４Ｈの終りにはやはＦ）ｏ−レベ
ルとなる。

ＶＣＯ１４の出力周波数か１６０　ｆＨより低い場合Ｈには、前記パルス発生回路の周波数は了より低くなるの
で、出力へのパルスは第６図（１′）のような変化をし
、ａＨの終りにはハイレベルになる。一方、出力Ｂのパ
ルスは第６　図（ｍ’　）のように変化して４Ｈの終り
にローレベルになる。逆に、１６０ｆＨより高い場合に
は、第６図（１’）　、　（ＬＬｌつに示すように、４
［（の終りでは出力Ａがローレベル、出力Ｂがハイレベ
ルになる。

そこで、この４　Ｈ後の出力Ａで定電流描出回路を制御
し、・・イレベルの時に電流馨流出させ、４Ｈ後の出力
Ｂで定電流吸込回路を制御し、ハイレベルの時に電流を
吸引するようにし、これをくり返し実施するようにすれ
ば第４ＦＡに示した特性を実現できるわけである。

以上では説町を簡単にするために、出力Ａ、Ｂのパルス
のデユーティを５０％より少し短かくするためのパルス
を第５図（１）のようにしたが、第７図（１′）のよう
に、デー−ティ５０％のパルスｇ。

ｈの立上り、立下り部以外にも切込パルスがあり、出力
Ａ、Ｂのパルスが第７図（ｊ’）　、　（ｋ’）のよう
に切込みがあっても、−向さしつかえないのは勿論であ
る。

さらにＶＣＯ１４の分周をｎＸ１６０分周とした時９、
動作させる期間をｎＨとして説明したが、これも、２　
×ｎ　（ｍは整数）分周して行なってもよい。但し、こ
の場合は定電流描出回路、定電流吸引回路を制御するパ
ルスを出力ＡにするかＢにするかは、適宜法める必要が
ある。

つぎに、周波数制限回路２９の具体例を第９図に示す。

第９図において端子ＶからはＶＣＯｌａの出力が入力さ
れ、２６からは水平同期パルスが入力される。ＦＦ１お
よびＦＦ２で一分周、ＦＦ３〜ＦＦ５で百分周、ＦＦ６
〜ＦＦ９で百分周、ＦＦ１０およびＦＦ１１で７分周さ
れるので、ＦＦ１〜ＦＦ１１で４Ｘ１６０分周段が構成
される。

この４Ｘ１６０分周段の出力であるＦＦｌ０の出力Ｑ（
１）およびζ（、ｎ）に対し、−分周目のゲートＧ１の
出力は第１０図（ｎ）に示す関係にあり、さらにニー分
周目のゲートＧ２出力は第１０図（０）の関係にある。

ＦＦ１２は第１０図の出力（０）がローレベルの時のみ
、第１０図（ｎ）の出力で動作するのでＦ　Ｆ　１２の
Ｑ出力は第１０図（ｐ）のようになり（ｑ）に示すよう
な第７図（ｊ′）に相当するパルスが出力される。端子
■からの人力周波数が１（Ｓｏ　ｆＨであれば、切込み
のパルス幅は−Ｌ　ｆＨ＝　３．２μｓとなる。したが
ってゲートＧ８．Ｇ９からはそれぞれ第７図（ｈ）、（
ｇ）に相当するパルスが出力されるようになる。一方、
Ｆ　Ｆ　１３〜ＦＦ１６はｉ分周回路で、端子２６より
入力されろ水平同期パルスを一分周してインバータＧ５
より第１１図（８）に示すように４ＨＭ間バインベルの
続＜パルスを出力し、インバータＧ６．Ｇ７よりそれぞ
れ第１１図（１）　、　（ｕ）に示すタイミングのＩ　
Ｈ期間ハイレベルのパルスを出力する。

このため、デー）Ｇ４ではゲートＧ５がハイである４　
８期間の間に、端子Ｖから入力されるＶＣ０１４の出力
を□分周段に供給する。ゲートＸ１６０Ｇ６の出力は定電流吸込回路および定電流掃出回路を制
御し、・・イの期間だけこの２つの定電流源回路を動作
状態にする。また、Ｇ７の出力（ｕ）は４Ｘ１６ｏ分周
段のＦＦ１〜ＦＦＭ１をリセットする。

したがって、ＦＦ１〜ＦＦ１２は４Ｈ期間動作した後、
その状態が２Ｈ期間保たれ、デー）Ｇ８゜Ｇ９の出力で
定電流吸込回路か定電流掃出回路かの一方の出力電流が
１Ｈ期間出力されるようＫなる。その後の１Ｈ期間でＦ
Ｆ１〜ＦＦ１１はリセットされて初期状態に戻され、そ
の１Ｈ後から４Ｆ■期間また分周動作を開始し、前述し
たような動作を繰返し行なう。

この時、デー）Ｇ３から出力される切込パルスのパルス
幅は約３．２μ日で、ＦＦ１０の出力ＱとＱのエツジ部
の前後ｔ６μＢとなるので、Ｖ　ＣＯ１４が電流源によ
る制御が行なわれる。その結果、１６０ｆＨは１６　Ｋ
　Ｈｚ以内のずれに納まりａｏ　ｆＨでは４　ＫＨ２以
内となるので、Ｐ　Ｄ　２１の出力で正しく制御できる
ことになる。

なお、以上においては周波数制限回路２９で分周する例
を示したが、π分周は第２のＸ１６０分周回路１６と兼用することももちろん可能である。

この場合は、後述するように、第１の分周回路１５の他
にＶＣＯ１４の出力？−分周する第３の分周回路をつ（
す、第２の分周回路１６は、第１の分周回路１５の出力
ではな（前記第３の分周回路の出力をπ分周するように
１線を変更する必要がある。

そして、記録時は第５の分周回路と第２の分周回路１６
とを常時動作させて上分周回路として機能させ、その出
力をＰＤ１３に供給する。一方、再生時には、第３の分
周回路および第２の分周回路１６に一分周回路を追加し
て□分周回路とｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　ｎ×１６０して動作させ、間欠的Ｋ　ｎ　Ｈ（
もしくは］−Ｈ）期間動作させるようにすれは良（・。

第１２図は記録時の甫分周と、再生時の一二二−分周を
兼用した回路の１例である。端子４　　ｘ　　１６０ｙからは再生時ハイレベルとなる制御信号が入力され、
一方、端子２からは記録時・・イレベルとなる制御信号
が入力される。再生時は端子ｙからの制御信号がハイレ
ベルとなり、ゲートＧ　１２は第９図０５と、ゲート０
１３は第９図０１０と、またゲートＧ１４は第９図０１
１とそれぞれ同じ機能を果すようになり、第１２図の回
路は４Ｈ期間面分周する第９図と全く同じ動作をする。

一方、記録時は端子ｙからの制御信号はローレベルとな
り、ゲートＧ１２　、　Ｇ１３　、　Ｇ１４はすベテ出
力がハイレベルとなり、デー）Ｇ４は常時端子Ｖからの
入力を出力する。デー）Ｇ７の出力は常時ローレベルで
ＦＦ１〜ＦＦ１１をリセットすることはなくなる。した
がって、ＦＦＩ〜ＦＦ？は、常時ＶＣＯ１４の出力が入
力されて分局動作を行なう□分周回路を構°成すること
Ｋなり、ゲ−　トＧ　１５からｉ分周出力を得ることが
できる。

以上の例では、４　Ｘ　Ｉ６ｏ分周されたデユーティ５
０％のパにスを切込パルスでデユーティを短かくし、周
波数制限特性を得たが、定電流吸込回路、定電流掃出回
路を制御するパルスの方を切込パルスで制御しても良℃
・。この場合の回路構成例を第１３図に示した。

この例では、□分周出力はデユーティ５０４　　ｘ　　
１６［］％のままで、端子βからそのまま出力し、電流源回路を
制御するパルスは、切込パルスがローレベルの時は出力
されないように０１５でゲートし、端子γから出力する
。

定電流吸込回路、定電流掃出回路は例えば、第１４図に
示すような構成にすれば良い。図にお（・てＱ１１Ｑ２
は差動トランジスタ対、Ｑ　３＋　Ｑ　’はカレントミ
ラー回路であり、Ｇ５は差動対Ｑ１ｒＱ２の電流源であ
る。すなわち、端子γが）・イレベルの時、Ｇ５は一定
電流を流す。したがって、この時、端子βがハイレベル
であれば、Ｇ５の電流はすべてＱｌを流れ、力ンントミ
ラー動作によりＧ４から一定電流が掃出される。また端
子βがローレベルであれば、Ｇ２がオンし、一定電流を
吸込む。

前記第１４図の端子γ、βをそれぞれ第１３図の端子γ
、βにそれぞれ接続する。その結果、ＶＣ０１４０周波
数が１６０　ｆＨ±Δｆ以内（第３図の場合Δｆ１ｖ１
６ＫＨ２）であれば４Ｈ期間動作した後、切込みパルス
はローレベルとなり、γは常にロ−レベルであり、βの
状態にかかわらず、第１４図の回路は全く動作しな℃・
。一方、ＶＣＯ１４の周波数が士Δｆ以上ずれた場合、
４Ｈ期間動作後は切込みパルスはハイレベルトｆ、ｃ’
）、ＦＦ　１３　Ｑ　トｐＦ１４ＱのＡＮＤ出力のパル
スが出力され、１Ｈ期間Ｑ６がオンする。したがって、
この時βがハイレベルであれば、一定電流を１Ｈ期間掃
出し、ローレベルであれば一定電流を１Ｈ期間吸込むこ
とになり、所望の定を流掃出回路または定電流吸込回路
として動作する。

このように、再生時においては、Ｖ　ＣＯ１４はバース
ト信号だけで制御される（第２のＰＤ２１の制御が行な
われている場合には４周波数制限回路２９は全く動作し
ていない）ので、前述したよ５に水平同期パルスの位相
誤差の影響を全くうけなくなる。

一方、再生時にハＸ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２を７リー
ランさせて基準信号を得ることができるので、従来のよ
うに別に再生時の基準信号用の水晶発振器を必要とせず
、水晶を１ヶ減らすことができる。

ここで、第３図に示した実施例のように、第２のＰ　Ｄ
　２１を記録時、再生時ともに用い、出力を切換えて、
２つのＶＣＯを制御する方法では、第２のＰ　Ｄ　２１
の出力電圧、の変化に対して両方のＶＣＯの発振周波数
変化が反対極性になるようにすると都合が良し・。

、すなわち、記録時にはバースト信号周波数か固定であ
り、基準信号となるのに対し、再生時にはバースト信号
周波数が制御されることになり、ＶＣＯの周波数変化が
第２のＰ　Ｄ　２１での２つの入力信号の位相差の変化
になる時の極性が反対になる。したがって、２つのＶＣ
Ｏの制御特性を反対極性にしておけば、−巡利得の極性
が記録再生で同じになる。このようＫすると、第２のＰ
　Ｄ　２１０２つの入力信号の安定状態での位相差が記
録と再生とで同じになるので、中ラー検波器の出力極性
が記録、再生で同じになる。

２つのＶＣＯの出力特性が同じであれば、第２のＰ　Ｄ
　２１０２つの入力信号の位相差が１８０°反転するの
で、キラー検波器の出力極性が記録、再生で反対になる
。したがって、この時はキラー検波器の出力を記録再生
で反転するか、Ｘ　−ｔａｘ　Ｖ　（：０２２の出力信
号の一部である第２のＰ　Ｄ　２１およびキラー検波器
２５の各一方の入力を記録、再生で１８０°反転するな
どの操作が必要となり、回路を寝雑にする。

第８図に示した他の実施例は周波数ｉ１１限回路の分周
回路を記録時の分周回路を共通にし、記録と再生で別々
のＰＤを設けた場合のものである。第８図において３２
は電流源回路、３３は第４の分局回路、３４は第３のＰ
Ｄ、３５は第４のＰＤである。

第４の分周回路３３は前述したようにｎｘ１６０分周回
路で、記録時においては常時動作し、途中段の１６０分
周目からｖＣ０１４の出力を１６０分周した信号を第１
のＰ　Ｄ　１５に供給する。再生時においては、間欠的
Ｋ　ｎ　ｘ　Ｈ（もしくは　ｉＨ）期間動作し、前述し
たように電流源回路３２にある電流源掃出回路、電流源
吸込回路を制御する信号を間欠的に供給する。

第５図のＰ　Ｄ　３５は記録時に動作し、Ｘ　−ｔａＩ
Ｖ　ＣＯ２２を制御して入力バースト信号にロックさせ
、一方、再生時には動作が止められ、Ｘ　−ｔ＆ｌＶ　
Ｃ０２２をフリーランさせる。第４のＰＤ３４は再生時
に動作し、第５のＳ　Ｗ　３１を経て、ＶＣＯ１４を制
御し、再生色信号の搬送波周波数をＸ−ｔａｌ　Ｖ　Ｃ
Ｏ２２の出力周波数にロックさせるわけである。

第３図の実施例では記録時と再生時とでＰＤの出力フィ
ルタ（図示せず）の特性を変えた方が望ましい場合が多
し・が、この場合、ＰＤを記録再生で共通にしてフィル
タのみを切換えるより、第８図に示すように、記録時の
み動作するＰＤ３５と再生時のみ動作するＰ　Ｄ　３４
を２つ設けて同じ信号を入力するようにした方が、ＩＣ
化した場合、かえって周辺部品が減り、またＸ−ｔａｌ
ＶｃＯの動作が安定して好都合である。

すなわち、第３図では、再生時に第４のＳ　Ｗ　３０で
切換えても、検波電圧がＸ　−ｔａｌ　Ｖ　ＣＯ２２の
方に漏れ易いが、第８図のようＶＣＸ　−ｔａｌ　ＶＣ
Ｏ２２につながって（・るＰ　Ｄ　３５の動作を止めて
、しまえばこのような心配がな（・からである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、記録時には水平
同期パルスにロックするＰＬＬとバースト信号にロック
するＰＬＬの２つのＰＬＬを用いることにより確実な動
作を保証し、再生時には、バースト信号のみで周波数制
御を行ない、従来問題となって（・た水平同期パルスの
輝度信号内容による位相誤差による色相変化を全く生じ
なくさせることができるようになった。また、高価なＸ
−ｔａｌを１ケに減じることができ、色信号処理回路を
安価にすることができるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図は隣接クロストークを除去する色信号処理システ
ムを説明するための図、第２図は、第１図のシステムを
実現した従来の色信号処理回路のフロック図、第３図は
本発明の一実施例である色信号処理回路のブロック図１
．第４図は第３図の色信号処理回路に用いられる周波数
制限回路の特性を示す図、第５図、第６図、第７図は周
波数制限回路に用いる分周回路の動作を説明するための
波形図、第８図は本発明の他の実施例である色信号処理
回路のブロック図、第９　、１２　、１５図はそれぞれ
第３図の周波数制限回路の具体例を示すブロック図、第
１０　、１１図はその動作を説明するための波形図、第
１４図は定電流吸込、掃出回路の１例を示す図である。１４・・・ＶＣｏ、　１５．１６　、５５・・・分周回
路、１３．。２１　、３４　、３５　・・・位相比較回路、２２−　
Ｘ　−ｔａｌＶＣｏ、２９・・・周波数制限回路、２０
　、３０　、３１・・・スイッチ、３２・・・電流源回
路。代理人弁理士　小　　川　　勝　　刃高１図８０　　　８１　　　８２　　　Ｂ３　　　８４　　８
５　　　Ｂ＆（ｂ）−１１−１−↓　− ＾ＯＡ１　　　Ａ２　　　Ａ３　　　　Ａ４　　　　Ａ
！　　　　Ａ６ｆｃｌ　→峠→→呻呻→ ３０　　　　　　　Ｂ＋　　　　　　　８２　　　　　
　Ｂ３　　　　　　８４　　　　　８５　　　　　　　
ら６（ｄｌ　　　　、　　　、　　　、　　　、　　　
、　　　　。　　　−第　７　　図（ｋ′）菓　４　図Ｉ−一−Δｆ第　５　口第　６　口（Ｊ）　　　　　　　　　　　　Ｎ第１４　　図

Claims

【特許請求の範囲】

１、ｆ＿ＨのＮ倍（Ｎ：整数）の第１周波数で発振する
第１のＶＣＯと、第２周波数で発振する第２のＶＣＯと
、該第１のＶＣＯの出力を１／Ｋ（Ｋ：整数）分周した
信号と該第２のＶＣＯの出力とを入力として色信号を周
波数変換するための第１のキャリア信号を発生するキャ
リア発生回路を有し、記録時においては、該第１のＶＣ
Ｏを入力映像信号より分離された水平同期信号に位相同
期させ、該第２のＶＣＯを入力映像信号中から分離され
たバースト信号に位相同期させ、再生時においては、前
記キャリア発生回路の出力キャリア信号で再生色信号を
周波数変換し、該周波数変換された色信号中のバースト
信号と、フリーランされた該第２のＶＣＯ出力とを位相
比較し、その比較誤差電圧で該第１のＶＣＯを制御する
ようにするとともに、該第２のＶＣＯ出力を用いて、記
録時には入力映像信号中のバースト期間を同期検波し、
再生時には周波数変換後の色信号中のバースト期間を同
期検波する同期検波手段を付加したことを特徴とする色
信号処理装置。