JPS6151834B2

JPS6151834B2 -

Info

Publication number: JPS6151834B2
Application number: JP11351179A
Authority: JP
Inventors: Himio Nakagawa; Mitsuru Kudo; Takatoshi Togami
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-09-06
Filing date: 1979-09-06
Publication date: 1986-11-11
Also published as: JPS5639688A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はPAL方式のカラー映像信号を記録再
生する装置の色信号処理装置に関するものであ
る。

現在、家庭用磁気記録再生装置（VTR）にお
いては高密度記録を行なうため、ガードバンドを
設けない２ヘツドヘリカルスキヤン方式が用いら
れている。この方式ではヘツドのアジマス損失を
利用して隣接トラツクからのクロストークを防い
でいるが、低域周波数に帯域変換される色信号成
分に対してはクロストーク防止は十分でない。こ
のため、垂直方向の高い相関を利用して色信号回
路でこのクロストークを除去している。

PAL方式カラー映像信号用VTRの場合のクロ
ストーク除去法を、第１図を参照して説明する。
PALの色信号は、図中１ａに示すように、1H
（Ｈは水平期間）毎に（Ｒ―Ｙ）軸の位相が180゜
反転しており、例えばバースト信号の位相は矢印
のごとく1H毎に（Ｂ―Ｙ）軸に対して＋45゜と
−45゜の位相になる。そこで一方のヘツドで記録
する時はそのままの位相で記録し（この時の記録
トラツクをCH−１とする）、他方のヘツドで記録
する時は位相を1H毎に90゜ずつ遅らせて記録す
る（この時の記録トラツクをCH−２とする）。

すると、例えばバースト信号のＨ毎の記録位相
はCH−１の時は、第１図の１ｂのようになり、
CH−２の時は1Cのようになる。再生時は、CH
−１を再生する時はそのまま再生し、CH−２を
再生する時は1H毎の90゜遅れを補正して再生す
る。すると、CH−１再生時にはCH−１の信号は
1dのように再生され、隣接トラツクであるCH−
２の信号は1eのように再生される。

したがつて、2H遅延線（DL）を用いて2H前後
の信号を加算すると、CH−１の信号は同位相
（例えばA0とA2）であるから、加算されて２倍
となるのに対して、クロストーク分であるCH−
２の信号は反対位相であるから打消されてしま
う。CH−２を再生する時には、１に示すよう
にCH−２の信号位相をもとに戻すように補正す
るので、隣接トラツクCH−１は1gに示すように
なる。したがつて、CH−１再生時と同様に、2H
前後の信号を加算することにより隣接トラツクか
らのクロストークが打消されるわけである。一般
の色信号の場合でも2H前後の信号はほとんど同
じであり、十分な打消し効果をもつことになる。

従来においてはこのような信号処理は例えば第
２図に示すような回路で行なわれていた。第２図
おいて１は記録時色信号入力端子、２は再生色信
号入力端子、３は第１の切換スイツチ（以下SW
と略す）、４はACC、５は第１の周波数変換回路
（以下コンバータと略す）、６はローパスフイルタ
（以下LPFと略す）、７は第１のキラーアンプ、８
は記録時色信号出力端子、９は第１のバンドパス
フイルタ（以下BPFと略す）、１０は2HDLフイ
ルタ、１１は第２のキラーアンプである。

また１２は再生時色信号出力端子、１３は水平
同期パルス入力端子、１４は第１の位相比較回路
（以下PDと略す）、１５は電圧制御形発振器（以
下VCOと略す）、１６は第１の分周回路、１７は
第２の分周回路、１８は４相ロジツク回路、１９
は第２のコンバータ、２０は第２のBPF、２１は
第２のSW、２２は第１の電圧制御形水晶発振器
（以下Ｘ―talVCOと略す）、２３は第２のPD、２
４は第３のSW、２５は第２のＸ―talVCO、２６
はキラー検波器、２７はヘツドパルス入力端子、
２８はバーストゲートパルス入力端子である。

記録時には各SWは図示位置にあり、入力端子
１より搬送波周波数が_SC（〓4.43MHz）の色
信号が入力される。これがACC4で一定の振幅に
される。この信号の一部は第２のSW21を経て、
第２のPD２３およびキラー検波器２６に入力さ
れる。第２のPD23において、中心周波数が_SC
の第１のＸ―talVCO22の出力とACC4の出力信
号中のバースト信号を位相比較し、その出力電圧
で第１のＸ―talVCO22を制御する。

このように第１のＸ―talVCO22と第２のPD23
でPLL（Phase Locked Loop）を形成し、キラ
ー検波器２６によるカラー／白黒の判別を安定す
る。一方、VCO15の出力は第１の分周回路１６
で1/4分周され、さらに第２の分周回路１７で1/4
０分周され、入力映像信号から分離された水平同
期パルス（またはそれと等価な水平周波数のパル
ス）と第１のPD14で位相比較され、この出力電
圧で制御される。このようにVCO15，1/160分周
16，17，PD14からなるPLLが構成されるので、
VCO15は160_Hで発振するように制御される。

したがつて、第１の分周回路１６の出力周波数
は40_Hとなる。この第１の分周回路１６の出力
である90゜ずつ位相のずれた４相の40_H信号
が、４相ロジツク回路１８に入力される。４相ロ
ジツク回路１８では、CH−１の時は、一定の位
相となるように４相のうちのある１相を常に出力
し、CH2の時は、1H毎に90゜遅れとなるように
４相の信号を1H毎に切換えて出力する。

この４相ロジツク回路１８の出力と、中心周波
数が（_SC＋1/8_H）の第２のＸ―talVCO25を
フリーランさせて得られる出力とが第２のコンバ
ータ19で掛算され、和の周波数成分が第２の
BPF20で取出される。したがつて、BPF20の出力
の周波数は｛_SC＋（40＋1/8）_H｝となり、CH
−２の時には位相が1H毎に90゜遅れ方向に推移
されたキヤリア信号が得られる。このキヤリア信
号と前記ACC4の出力が第１のコンバータ５で掛
算される。

したがつて、LPF6で差周波数成分を取出す
と、搬送波の周波数が（40＋1/8）_Hで、位相が
CH−２の時には1H毎に90゜遅れる色信号が得ら
れる。この1/8_Hの周波数オフセツトは色信号が
輝度信号に与える妨害を目立ちにくくするために
必要なものである。この信号が出力端子８より記
録アンプに送られ、輝度信号と混合されて記録さ
れるわけである。なお白黒時は、雑音を記録しな
いように、キラー検波器２６の出力で第１のキラ
ーアンプ７を制御して出力端子８より信号を出力
しないようにする。

再生時においては、各SW3，21，24が図示と
は反対位置に切換えられる。搬送波周波数が（40
＋1/8）_Hで、CH−２の時には1H毎に90゜遅相
された色信号が端子２より入力され、第１の
SW3を経てACC4で一定振幅にされる。一方、水
平同期パルス入力端子１３からは、再生輝度信号
から分離された水平同期パルス（またはそれに等
価なパルス）が入力されるので、VCO15はやは
り160_Hで発振する。

４相ロジツク回路１８では、記録時と同様に、
CH−２の時に1H毎に90゜遅相するように第１の
分周回路１６の４相出力を切換えて出力する。こ
れにより記録時のCH−２の遅相を補償するわけ
である。一方、第１のＸ―talVCO22はフリーラ
ンとなり_SCで発振する。この第１のＸ―
talVCO22の出力と第１のコンバータ５の出力信
号中のバースト信号とを位相比較し、この出力電
圧で第２のＸ―talVCO25を制御する。このた
め、再生色信号の搬送波周波数が安定な_SCとな
る。

また、第１のコンバータ回路５およびBPF9に
より記録時のCH−２時の遅相が補正され、_SC
に戻された色信号は2HDLフイルタ１０により2H
前後の信号が加算され、クロストーク分が除去さ
れる。

また、白黒時には再生映像信号に雑音を加えな
いようにするため、キラー検波器２６からの制御
信号により、第２のキラーアンプ１１を制御し、
出力端子１２に信号を伝達しないようにする。

このように、VCO15を正確に160_Hで発振さ
せるため、再生時においても、このVCO15を水
平同期パルスにより制御している。このため、以
下に述べるような不都合を生じている。

すなわち、輝度信号はS/N改善のため複雑な信
号処理が行なわれ、非線形な処理も施こされる。
このため、映像信号の内容により、再生輝度信号
中の水平同期パルス波形が変化する。この波形変
化により再生輝度信号から水平同期パルスを分離
する場合、分離された水平同期パルスの位相が変
化する。

この結果、VCO15にもこの位相変化が伝達さ
れ、これが第２のコンバータ１９および第１のコ
ンバータ５を経て色信号に伝達される。この位相
変化は一般には第２のＸ―talVCO25の方では十
分吸収しきれないので結局、輝度信号により色信
号に位相誤差が加えられ、正しい色再現ができな
くなり見苦しいものとする。また、Ｘ―talを用
いたVCOが２ヶ必要であり、コスト的にも高い
ものとなる。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、輝度信号の内容に関係なく、安定な色再現
が行なえ、かつ高価なＸ―talVCOの１つを簡単
なＸ―tal発振器に置き換えることのできる色信
号処理装置を提供するにある。

このために本発明においては、再生時にフリー
ランしている第１のVCO22の出力と再生バース
ト信号とを位相比較し、この出力で、160_Hで発
振するVCO15の方を制御するようにしている。

第３図に本発明による色信号処理装置の一実施
例を示す。第３図において、２９は周波数制限回
路、３０は第４のSW、３１はＸ―tal発振器であ
る。以下に、第３図を用いて本発明の原理を説明
する。

記録時は第２図に示した従来例と同じ構成にな
る。ただし、従来例においては、第２のコンバー
タ１９の一方の入力をフリーランさせたVCO25
から供給したのに対して、本発明においては単純
なＸ―tal発振器３１から供給している点で異な
る。

すなわち、記録時にはVCO15の出力は1/160分
周され、入力映像信号から分離された水平同期パ
ルスとPD14で位相比較され、その出力で制御さ
れるので、正確に160_Hで発振する。また、第１
のＸ―talVCO22および第２のPD23で構成される
PLLには入力映像信号中のバースト信号が入力さ
れるので、バースト信号の振幅が同期検波により
検出され、カラー／白黒の判別が確実に行なえ
る。また、同調に使用するコイルや容量を使用し
ないので、IC化した場合の外付部品点数も少な
くなり、信頼性も上がるなど、従来の利点をその
まま生かすことができる。

再生時には、第１のVCO22を_SCの周波数で
フリーランさせ、これを基準信号として用いる。
そしてこのＸ―talVCO22の出力と、2HDLフイ
ルタ１０の出力信号中のバースト信号とを第２の
PD23で位相比較し、この出力電圧でVCO15を制
御し、再生色信号の搬送波周波数を安定な_SCと
する。

この時、入力端子２から入力される再生色信号
の搬送波周波数は（40＋1/8）_Hであり、第２の
コンバータの一方の入力周波数はＸ―tal発振器
３１の出力周波数で（_SC＋1/8_H）である。こ
こで、４相ロジツク回路１８の出力周波数をｒ
とすると、第２のBPF20の出力周波数は（_SC＋
1/8_H＋ｒ）となる。したがつて、第１の
BPF9の出力信号の搬送波周波数は（_SC＋ｒ
−40_H）となる。この周波数が_SCとなるよう
に制御されるわけであるから、_SC＋ｒ−40
_H＝_SC、すなわち、ｒ＝40_Hとなる。つま
り、VCO15は160_Hとなるように制御される。

実際には、入力端子２から入力される再生色信
号はCH−２の時には1H毎に90゜遅相されている
が、これについては、第２図の場合と同じように
４相ロジツク回路１８で、再生輝度信号から分離
された水平同期パルスとヘツドパルスで位相切換
えが行なわれることにより補償されてしまう。た
だし、この場合、第２のPD23での位相比較は1H
周期で間欠的にしか行なわれないため、引込範囲
は±7.5kHzまでしかとれない。

したがつて、VCO15の出力が160_Hから
7.5kHz×４＝30kHz以上ずれた状態から第２の
PD23での制御を行なつても、正しく160_Hに引
込めない。そのため本発明では、第２のPD23か
らの制御が無い時でも、VCO15の出力が160_H
から±30kHz以上はずれないように、周波数制限
回路２９の出力で制限する。

この周波数制限回路は、例えば第４図に示すよ
うに、VCO15の出力が（160_H±△）（△は
30kHz以下の値）内にある時は動作しないが、±
△以上ずれている場合には一定電流を掃出し又
は吸込んで第２のPD23の出力DC電圧を変化さ
せ、前記周波数のずれが±△以内になるように
する。（第４図は電圧を上げると発振周波数が上
るようなVCOの場合で、その反対極性の制御特
性のVCOの場合は反対の特性が必要なのは勿論
である。）これは例えばデイジタル回路を用いて以下のよ
うにして実現できる。まず、VCO15の出力を1/n
×160分周して、第５図の5g，5hに示すように互
いに逆相でデユーテイがそれぞれ50％の２つのパ
ルスをつくる。さらに、波形5iに示すように、前
記各波形5g，5hのエツジ部を含む短かい期間だ
け切込みの入つたパルスをつくる。5iと5gまたは
5hのそれぞれとANDをとつて5j，5kに示すよう
にデユーテイが50％より短かく、かつ互いに180
゜位相のずれた２つのパルスを発生する回路を設
ける。5jのパルスを出力Ａ，5kのパルスを出力Ｂ
とする。

前記のパルス5j，5kすなわち出力Ａ，Ｂを発生
するパルス発生回路をnH期間動作させる。例え
ばｎ＝４とすると、VCO14の出力は1/4×160分
周されるから、VCO15の出力周波数が160_Hで
あると、出力Ａ，Ｂの周波数は_H／４となる。
したがつて、出力Ａは第６図の波形6lのような変
化をする。すなわち、動作を始めてから4Hの終
りにはローレベルとなる（デユーテイが50％より
短かいので）。一方の出力Ｂは６ｍのような変化
をしてやはりローレベルとなる。

VCO15の出力が（160_H−△）より低い場
合は、出力Ａは6l′のような変化をしてハイレベ
ルで終る。一方の出力Ｂは６ｍ′のように変化し
てローレベルで終る。VCO15の出力が（160_H
＋△）より高い場合には逆に波形6l″，６ｍ″に
示すように出力Ａがローレベル、出力Ｂがハイレ
ベルで終る。そこでこの4H後の出力Ａで定電流
掃出回路を制御し、そのハイレベルの時に電流
_０を流出させ、一方4H後の出力Ｂで定電流吸込
回路を制御し、そのハイレベルの時電流₀′を吸
込むようにし、これをくり返し間欠的に実施すれ
ば第４図に示した特性を実現できるわけである。

第４図の逆特性を実現する場合には、出力Ａと
出力Ｂの電流源制御を入れ換えれば良い。また、
△は5iの切込パルス幅により設定できる。な
お、VCO15は160_Hより極端に周波数がずれる
ことは無いので、第７図に示すように出力Ａ，Ｂ
のパルスに波形5j′，5k′のような切込みがあつて
も一向にさしつかえないのは勿論である。（この
5j′，5k′のパルスは出力Ａ，Ｂのパルスのデユー
テイを50％より短かくするためのパルスとして
5i′のようなパルスを用いるときに生じる。）さらに、VCO15の出力を1/n×160分周とした
時、動作させる期間をnHとして説明したがこれ
もm/2×ｎ（ｍは整数）分周して行なつてもよい
（但し、この場合は定電流掃出回路、定電流吸引
回路を制御するパルスを出力ＡにするかＢにする
かは適宜決める必要はある。）また、VCO15と第１のＸ―talVCO22の制御特
性が反対極性となるようにしておけば都合が良
い。すなわち、記録時にはバースト信号が基準と
なる固定周波数であるのに対し、再生時にはバー
スト信号周波数が制御されるわけで、VCOの周
波数変化が第２のPD23の２つの入力信号の位相
差変化となる時の極性が反対になる。したがつ
て、２つのVCOの制御特性を反対極性にしてお
けば、ループの一巡の極性が記録再生で同じにな
る。このようにすれば第２のPD23の２つの入力
信号の安定状態での位相差が、記録時と再生時と
で同じになり、キラー検波器の出力極性を記録再
生で同じにできる。また、記録時と同様に同期検
波によりバースト信号の振幅が検出されるので、
カラー／白黒の判別が確実に行なえる。

本発明に他の実施例を第８図に示す。第８図に
おいて３２は第３の分周回路、３３は定電流源回
路、３４は第３のPDである。

第８図の第１の特徴は、再生時の1/n×160分
周と記録時の第２の分周回路を兼用した点であ
る。すなわち、記録時には第３分周回路３２を常
時1/160分周回路として動作させてPD14に出力を
供給し、一方再生時にはこの1/160分周回路にさ
らに1/n分周回路を追加して1/n×160分周回路と
して動作させる状態にし、間欠的にｍ×ｎ／2H
期間動作させ、出力Ａ，Ｂの２つの信号で定電流
源回路３３にある定電流掃出回路、定電流吸込回
路を間欠的に制御するわけである。

第８図の第２の特徴は、第１のＸ―talVCO22
の出力とバースト信号の位相比較を行なうPDを
２つ（第８図の23と34）設け、それぞれを記録時
と再生時とで別々に動作させることである。記録
時と再生時にはPDの出力フイルタの特性を変え
た方が望ましい場合が多いがこの場合、PDを記
録再生で共通にして出力部とフイルタを切換える
より、第８図のように２つのPDを用いる方がIC
化した場合、かえつて周辺部品が減り、低コスト
化に有利であるし、Ｘ―talVCO22のフリーラン
時の動作が安定して好都合である。すなわち、第
３図では第３のSW24を切換えても検波電圧が第
１のＸ―talVCO22に漏れ易いのに対し、第８図
のようにして、Ｘ―talVCO22につながつている
第２のPD23の動作を再生時に止めてしまえば、
このような心配がないからである。

ただしこの第８図の第１の特徴、第２の特徴は
必ずしも一緒にする必要はなく、それぞれ単独で
有効なものであるから、第３図において、第２の
PD23と切換SW24のかわりに第２のPD23と第３
のPD34を用いる回路だけを導入しても良いし、
逆に、記録時の1/160分周と再生時の1/n×160分
周を兼用回路で構成する回路だけ導入して良いこ
となどはもちろんのことである。

以上説明したように記録時には水平同期パルス
にロツクするPLLとバースト信号にロツクする
PLLの２つのPLLをを用いることにより確実な動
作を保証し、再生時にはバースト信号のみで周波
数制御を行ない、従来問題となつていた輝度信号
内容による色再現誤りを全く生じなくさせること
ができるようになり著しく性能を向上できる。ま
た、複雑なＸ―talVCOを単純なＸ―tal発振器に
置き換えられ、安価にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は隣接クロストークを除去する色信号処
理システムを説明するための図、第２図は第１図
のシステムを実現した従来の色信号処理装置の例
を示す図、第３図は本発明を用いた色信号処理装
置の一実施例を示す図、第４図は第３図の色信号
処理装置に用いられる周波数制限回路の特性を示
す図、第５図、第６図、第７図は周波数制限回路
に用いる分周回路の動作を説明するための図、第
８図は本発明を用いた色信号処理装置の他の実施
例を示す図である。１５…VCO、１６，１７，３２…分周回路、
１４，２３，３４…PD、２２…Ｘ―talVCO、２
９…周波数制限回路、３１…Ｘ―tal発振器、３
３…定電流源回路。

Claims

【特許請求の範囲】１ 160_H（_H：水平周波数）で発振する第１
の電圧制御形発振器（VCO）と、色副搬送波周
波数_SCで発振する第２のVCOと、（_SC＋1/8
_H）で発振する発振器と、該第１のVCO出力を
1/4分周した信号と、（_SC＋1/8_H）で発振する
発振器と、該第１のVCO出力を1/4分周した信号
と、（_SC＋1/8_H）との和周波数を得る周波数
変換回路とを有し、記録時においては、該第１の
VCOを1/160分周した信号と、入力映像信号より
分離された水平同期パルスとを位相比較し、その
比較誤差電圧で該第１のVCOを制御し、一方、
該第２のVCO出力と入力映像信号中のバースト
信号を位相比較し、その比較誤差電圧で該第２の
VCOを制御し、再生時においては、該第２の
VCOを周波数_SCでフリーランさせ、該フリー
ランさせられた第２のVCOの出力と周波数変換
された後の再生色信号中のバースト信号を位相比
較し、その比較誤差電圧で該第１のVCOを制御
し、記録時、再生時とも該第１のVCOの出力を
1/4分周し、該1/4分周した信号を、１水平期間毎
に90゜ずつ進相または遅相させるように構成され
たことを特徴とするPAL方式画像記録再生装置
の色信号処理装置。２さらに該第１のVCO出力を1/n×160（ｎは
整数）分周し、位相が180゜異なり、かつそれぞ
れのデユーテイが50％より小さい２つの分周出力
を出力する回路を間欠的にｍ×n/2Ｈ（ｍは整
数）期間動作させ、再生時には、それぞれの動作
終了時における該２つの分周出力の状態に応じ
て、該フリーランさせられた第２のVCOの出力
と周波数変換された後の再生色信号中のバースト
信号との位相比較誤差電圧を制御するようにな
し、該第２のVCO出力により記録時においては
入力映像信号中の、再生時においては周波数変換
後の再生色信号中のバースト信号の振幅を検波す
るようにしたことを特徴とする前記特許請求の範
囲第１項記載のPAL方式画像記録再生装置の色
信号処理装置。