JPS62101131A - 反響消去装置 - Google Patents
反響消去装置Info
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- JPS62101131A JPS62101131A JP24078985A JP24078985A JPS62101131A JP S62101131 A JPS62101131 A JP S62101131A JP 24078985 A JP24078985 A JP 24078985A JP 24078985 A JP24078985 A JP 24078985A JP S62101131 A JPS62101131 A JP S62101131A
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- JP
- Japan
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- signal
- coefficient
- circuit
- correlation
- output
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は通信回線や室内音場制御装置に使用され、受
話路の信号が送話路に反響径路を介して現われるエコー
（反響）成分を消去する反響消去装置に関するものであ
る。
話路の信号が送話路に反響径路を介して現われるエコー
（反響）成分を消去する反響消去装置に関するものであ
る。
「従来の技術」
一般に反響消去装置（エコーキャンセラ）は通信衛星お
よび海底ケーブルを利用した長距離電話回線において用
いられ、２線４線変換器のインピーダンス不整合により
生ずる反射（エコー）を消去する装置であって、修正量
演算回路、擬似エコーを発生する可変係数フィルタおよ
び減算回路から構成されている。以下に簡単に反響消去
装置の動作概要を述べる。
よび海底ケーブルを利用した長距離電話回線において用
いられ、２線４線変換器のインピーダンス不整合により
生ずる反射（エコー）を消去する装置であって、修正量
演算回路、擬似エコーを発生する可変係数フィルタおよ
び減算回路から構成されている。以下に簡単に反響消去
装置の動作概要を述べる。
第４図は従来の反響消去装置のブロック構成図であって
５受話信号入力端子１１は受話信号出力端子１２に接続
され、その受話信号入力端子１１の受話信号は可変係数
フィルタ１３に分岐供給され、擬似エコーが発生される
。送話信号入力端子１４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ１３の出力擬似エコーは減算回路１５へ供給され、
送話信号中のエコー成分が消去され、その減算回路１５
の出力は送話信号出力端子１６へ供給される。送話信号
出力端子１６の出力と受話信号入力端子１１の信号とが
修正量演算回路１７に入力され、修正量演算回路１７の
出力により可変係数フィルタ１３のフィルタ係数が修正
される。可変係数フィルタ１３内で入力された受話信号
は受話信号入力レジスター８に入力され、七の受話信号
入力レジスター８の受信信号と擬似インパルス応答レジ
スター９の擬似インパルス応答との積和か積和回路２１
でとられ、積和回路２１の出力が擬似エコーとして出力
される。擬似インパルス応答レジスター９にはフィルタ
係数が格納されている。受話信号出力端子１２および送
話信号入力端子１４はそれぞれ例えば２線４線変換器２
２の４線入力端子および４線出力端子に接続され、２線
４線変換器２２の２線端子は２線伝送路２７に接続され
ている。いま時刻ｔ＝ｊＴ（Ｔは標本化周期）において
、送話信号入力端子１４におけるエコー信号なη、可変
係数フィルター３内で作成する擬似エコーをＹｊとすれ
ば、この擬似エコーＹ：をエコー信号Ｙ、から差し引き
（残差エコーｅｊ）、この残差エコーｅ、の電力を最小
とするように可変係数フィルター・３の係数を制御する
ことによりエコーを消去する。
５受話信号入力端子１１は受話信号出力端子１２に接続
され、その受話信号入力端子１１の受話信号は可変係数
フィルタ１３に分岐供給され、擬似エコーが発生される
。送話信号入力端子１４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ１３の出力擬似エコーは減算回路１５へ供給され、
送話信号中のエコー成分が消去され、その減算回路１５
の出力は送話信号出力端子１６へ供給される。送話信号
出力端子１６の出力と受話信号入力端子１１の信号とが
修正量演算回路１７に入力され、修正量演算回路１７の
出力により可変係数フィルタ１３のフィルタ係数が修正
される。可変係数フィルタ１３内で入力された受話信号
は受話信号入力レジスター８に入力され、七の受話信号
入力レジスター８の受信信号と擬似インパルス応答レジ
スター９の擬似インパルス応答との積和か積和回路２１
でとられ、積和回路２１の出力が擬似エコーとして出力
される。擬似インパルス応答レジスター９にはフィルタ
係数が格納されている。受話信号出力端子１２および送
話信号入力端子１４はそれぞれ例えば２線４線変換器２
２の４線入力端子および４線出力端子に接続され、２線
４線変換器２２の２線端子は２線伝送路２７に接続され
ている。いま時刻ｔ＝ｊＴ（Ｔは標本化周期）において
、送話信号入力端子１４におけるエコー信号なη、可変
係数フィルター３内で作成する擬似エコーをＹｊとすれ
ば、この擬似エコーＹ：をエコー信号Ｙ、から差し引き
（残差エコーｅｊ）、この残差エコーｅ、の電力を最小
とするように可変係数フィルター・３の係数を制御する
ことによりエコーを消去する。
ｅｊ＝Ｙｊ−Ｙｊ ・・・・・・・・
・・・・（１）であり、且つ擬似エコーＹ；は受信入力
信号Ｘｊを入力とするトランスバーサルフィルタ出力で
表わされ。
・・・・（１）であり、且つ擬似エコーＹ；は受信入力
信号Ｘｊを入力とするトランスバーサルフィルタ出力で
表わされ。
このトランスバーサルフィルタのタップ数をｎとすれば
、次式のようになる。
、次式のようになる。
ここで、ｈｊ□□□）はフィルタ係数でエコー径路のイ
ンパルス応答に相当する。
ンパルス応答に相当する。
反響消去装置では、受話信号入力端子１１に音声信号が
あり、送話信号入力端子１４に音声信号がなくエコーの
みが存在している状態である時、適応動作状態として反
響消去動作を行う。具体的にはフィルタ係数ｈｊ（ｋ）
は魚サンプル残差エコーｅｊと受信入力信号Ｘｊとによ
り逐次修正更新される。
あり、送話信号入力端子１４に音声信号がなくエコーの
みが存在している状態である時、適応動作状態として反
響消去動作を行う。具体的にはフィルタ係数ｈｊ（ｋ）
は魚サンプル残差エコーｅｊと受信入力信号Ｘｊとによ
り逐次修正更新される。
この適応動作アルゴリズムには、一般に最小自乗平均（
ＬＭＳ ）アルゴリズムが使用されるが、この中でも学
習同定法（野田：「学習同定法における雑音信号および
パラメータ変動の影響」計測と制御ｖｏ１．８．Ｎ（１
５）がよく利用されている。この制御法を採用した修正
量演算回路１７の内部演算動作は以下に述べるような処
理を行っている。
ＬＭＳ ）アルゴリズムが使用されるが、この中でも学
習同定法（野田：「学習同定法における雑音信号および
パラメータ変動の影響」計測と制御ｖｏ１．８．Ｎ（１
５）がよく利用されている。この制御法を採用した修正
量演算回路１７の内部演算動作は以下に述べるような処
理を行っている。
受信入力信号ベクトルなＸｊ、可変係数フィルタ１３の
係数ベクトルをと、その更新時の修正量を△ｈｊ、ルー
プゲインなαとした時、係数の修正はｈｊ ＝ （ｈ
−（１）、 ｈ−（２） ・−・−・−ｈ・（ｎ））Ｔ
ＪＪ Ｊ △ｈ□ ＝（△ｈｊ（１）、△ｈｊ （２） ・−−−
−−△ｈｊ（ｎ））Ｔで与えられる。但しＴはベクトル
の転置を表わす。
係数ベクトルをと、その更新時の修正量を△ｈｊ、ルー
プゲインなαとした時、係数の修正はｈｊ ＝ （ｈ
−（１）、 ｈ−（２） ・−・−・−ｈ・（ｎ））Ｔ
ＪＪ Ｊ △ｈ□ ＝（△ｈｊ（１）、△ｈｊ （２） ・−−−
−−△ｈｊ（ｎ））Ｔで与えられる。但しＴはベクトル
の転置を表わす。
擬似インパルス応答レジスター９の内容には上記可変係
数ｈｊが格納されている。
数ｈｊが格納されている。
「゛開明が解決しようとする問題点」
この学習同定法では、音声信号のように相関の有る有色
性の信号に対しては、白色雑音の場合と比較して収束時
間が極端に長くなり、さらに室内の残響時間によるエコ
ーの消去を目的とした場合には、可変係数フィルター３
のタップ数が多くなるので、収束時間は１０秒以上必要
となる。（例えば、文献： Ｆｕｒｕｋａｗａ ｒＡ
ｌ）ｅｓｉｇｌ ｏｆ （：ａｎｃｅｌｌｅｒｆｏｒ
３ｒｏａｄｂａｎｄ Ａｃｏｕｓｔｉｃ ｐｃｈｏ
Ｊ ＩＥＥＥ ＩＴＳ 。
性の信号に対しては、白色雑音の場合と比較して収束時
間が極端に長くなり、さらに室内の残響時間によるエコ
ーの消去を目的とした場合には、可変係数フィルター３
のタップ数が多くなるので、収束時間は１０秒以上必要
となる。（例えば、文献： Ｆｕｒｕｋａｗａ ｒＡ
ｌ）ｅｓｉｇｌ ｏｆ （：ａｎｃｅｌｌｅｒｆｏｒ
３ｒｏａｄｂａｎｄ Ａｃｏｕｓｔｉｃ ｐｃｈｏ
Ｊ ＩＥＥＥ ＩＴＳ 。
Ａｐｒｉｌ、１９８４を参照）。
従来の学習同定アルゴリズムの相関信号に対する収束特
性のシミュレーション例を第４図に示す。
性のシミュレーション例を第４図に示す。
同（２）では入力信号の一次の相関係数な０，０°、４
゜０．８としたものである。これより明らかなように、
従来の学習同定法では入力信号の相関性が強くなるほど
その収束特性が劣化することが判る。従って室内音響エ
コーに対するエコー消去に学習同定法を採用した場合に
は収束特性が不十分となる欠点を有していた。
゜０．８としたものである。これより明らかなように、
従来の学習同定法では入力信号の相関性が強くなるほど
その収束特性が劣化することが判る。従って室内音響エ
コーに対するエコー消去に学習同定法を採用した場合に
は収束特性が不十分となる欠点を有していた。
この発明の目的は音声のような有色信号に対し、・・−
ドウニア歌が少なく、かつ収束時間を改善することがで
きる反響消去装置を提供することにある。
ドウニア歌が少なく、かつ収束時間を改善することがで
きる反響消去装置を提供することにある。
「問題点を解決するための手段」
一般に、反響消去装置のエコー消去特性は、入力信号の
統計的性質および可変係数フィルタの係数更新アルゴリ
ズムに大きく依存する。いま入力信号は音声信号を対象
としているのでその統計的性質をアルゴリズムに活かす
ことが望ましい。音声ではその一次の自己相関係数が有
音区間で０８０〜０．９５とかなり大きく、従ってこの
相関を除去し無相関化した信号を、係数更新に用いれば
、音声信号に対するエコー消去特性の改善が期待できる
。
統計的性質および可変係数フィルタの係数更新アルゴリ
ズムに大きく依存する。いま入力信号は音声信号を対象
としているのでその統計的性質をアルゴリズムに活かす
ことが望ましい。音声ではその一次の自己相関係数が有
音区間で０８０〜０．９５とかなり大きく、従ってこの
相関を除去し無相関化した信号を、係数更新に用いれば
、音声信号に対するエコー消去特性の改善が期待できる
。
第１図にこの発明の反響消去装置における係数更新アル
ゴリズムを示す。係数修正回路１７は誤差信号ｅｊ、受
信入力信号Ｘｊ、無相関化信号Ｚｊを入力して なる演算を行い、修正量△ｈｊを求め、更（二更新係数
ｈｊ＋、＝ ｈｊ＋△ｈｊを出力する。相関係数算出回
路３１が設けられ、相関係数算出回路３１はレジスタ３
２と演算部３３とよりなり、レジスタ３２に受信入力信
号Ｘｊを格納し、１標本化周期遅らせ演算部３３では を演算する。つまり受信入力信号の一次遅延信号Ｘｊ
（に相関係数を乗じた信号が出力される。相関係数算出
回路３１の出力と受信入力信号Ｘｊとが無相関化回路３
４に入力されて、無相関化された信号Ｚｊが出力される
。無相関化回路３４は種々の構成が考えられるが、ここ
では減算回路で実現している。
ゴリズムを示す。係数修正回路１７は誤差信号ｅｊ、受
信入力信号Ｘｊ、無相関化信号Ｚｊを入力して なる演算を行い、修正量△ｈｊを求め、更（二更新係数
ｈｊ＋、＝ ｈｊ＋△ｈｊを出力する。相関係数算出回
路３１が設けられ、相関係数算出回路３１はレジスタ３
２と演算部３３とよりなり、レジスタ３２に受信入力信
号Ｘｊを格納し、１標本化周期遅らせ演算部３３では を演算する。つまり受信入力信号の一次遅延信号Ｘｊ
（に相関係数を乗じた信号が出力される。相関係数算出
回路３１の出力と受信入力信号Ｘｊとが無相関化回路３
４に入力されて、無相関化された信号Ｚｊが出力される
。無相関化回路３４は種々の構成が考えられるが、ここ
では減算回路で実現している。
まず相関係数算出回路３１において受信人力信号系列Ｘ
ｊの符号（極性）に対応して＋１と−１とよりなる極性
系列ＳＸｊを作り、その一次相関係数Ｒｊを算出する。
ｊの符号（極性）に対応して＋１と−１とよりなる極性
系列ＳＸｊを作り、その一次相関係数Ｒｊを算出する。
即ち
Ｒｊ＝ （ｉ／ ｎ ） ｋｉｔ ＳＸｊ −ｋ ”
ＳＸｊ −＋ −ｋ −−（７）この式は極性の数だ
けをカウントしてその値をｎで割った値であるので、複
雑な積和回路は必要なく、簡単なハードウェアで実現で
きる。次にこの相関係数Ｒｊを用いて受信入力信号Ｘｊ
を無相関化する。即ち Ｚｊ ＝ Ｘｊ −Ｒｊ−Ｘｊ−１・−・−−−−−−
・−（８）を演算し、この無相関化信号系列Ｚｊｌ二よ
る係数修正式は以下のようになる。第４図について述べ
たと同様に（１）式の関係があり、かつ擬似エコーＹ１
は（２）式で与えられ、受信入力信号ベクトルＸｊと、
可変係数フィルター３の係数ベクトル五とその更新時の
修正量杏５とから（３） 、 （４）式と同様に（９）
、 （１０）式（二より係数修正量が得られる。
ＳＸｊ −＋ −ｋ −−（７）この式は極性の数だ
けをカウントしてその値をｎで割った値であるので、複
雑な積和回路は必要なく、簡単なハードウェアで実現で
きる。次にこの相関係数Ｒｊを用いて受信入力信号Ｘｊ
を無相関化する。即ち Ｚｊ ＝ Ｘｊ −Ｒｊ−Ｘｊ−１・−・−−−−−−
・−（８）を演算し、この無相関化信号系列Ｚｊｌ二よ
る係数修正式は以下のようになる。第４図について述べ
たと同様に（１）式の関係があり、かつ擬似エコーＹ１
は（２）式で与えられ、受信入力信号ベクトルＸｊと、
可変係数フィルター３の係数ベクトル五とその更新時の
修正量杏５とから（３） 、 （４）式と同様に（９）
、 （１０）式（二より係数修正量が得られる。
ここでＸｊ ＝ （Ｘｊ 、Ｘｊ−０−・−・−Ｘｊ−
ｒａｔ ）ＴＺｊ ” （ｚｊ 、Ｚｊ ｔ −−Ｚ
ｊ −ｎ＋ｔ ）Ｔ”ｊ ” （＋” （１） 、 Ｊ
（２） −−−・−、Ｊ （ｎ））Ｔ△ｈｊ ＝ （△
ｈｊ（１）、△ｈｊ（２）・・・・・・△ｈｊ（ｎ））
Ｔ極性相関法を用いたアルゴリズムのシミュレーション
による収束特性を第２因に示す。第２図において入力信
号の条件は第５図と同様である。第５図との比較から極
性相関法を用いたこの発明の構成により、従来の学習同
定法に比較して、相関の強い有色性信号に対し収束時間
の短縮化が図れることが判る。
ｒａｔ ）ＴＺｊ ” （ｚｊ 、Ｚｊ ｔ −−Ｚ
ｊ −ｎ＋ｔ ）Ｔ”ｊ ” （＋” （１） 、 Ｊ
（２） −−−・−、Ｊ （ｎ））Ｔ△ｈｊ ＝ （△
ｈｊ（１）、△ｈｊ（２）・・・・・・△ｈｊ（ｎ））
Ｔ極性相関法を用いたアルゴリズムのシミュレーション
による収束特性を第２因に示す。第２図において入力信
号の条件は第５図と同様である。第５図との比較から極
性相関法を用いたこの発明の構成により、従来の学習同
定法に比較して、相関の強い有色性信号に対し収束時間
の短縮化が図れることが判る。
「実施例」
第３図にこの発明による反響消去装置の要部である係数
修正演算回路の実施例を示す。ｎ＋１個の標本化された
受話信号ＸｊはＸレジスタ、４１に入力され、その隣接
サンプルＸｊおよびＸｊ−１の各極性（ｓｉｇｎ）ピッ
ト（極性出力＋、−は論理０．１に対応）だけがそれぞ
れイクスクルースイプ・ノア・ゲート４２へ入力され、
またｎサンプル遅れの隣接サンプルＸｊ−ｎおよびＸｊ
、−１の極性（ｓｉｇｎ）ビア’ ）のみが−イクス
クルースイプ・ノア・ゲート４３にそれぞれ入力される
。これらイクスクルースイプ・ノア・ゲート４２．４３
の出力の差分が減算回路４４にて算出され、その減算回
路４４の出力はアキュムレータ４５にて累算され、この
累算出力により積和出力が得られる。この積和出力は除
算回路４６においてタップ数口で除算され、（５）式の
極性相関係数Ｒｊが得られる。
修正演算回路の実施例を示す。ｎ＋１個の標本化された
受話信号ＸｊはＸレジスタ、４１に入力され、その隣接
サンプルＸｊおよびＸｊ−１の各極性（ｓｉｇｎ）ピッ
ト（極性出力＋、−は論理０．１に対応）だけがそれぞ
れイクスクルースイプ・ノア・ゲート４２へ入力され、
またｎサンプル遅れの隣接サンプルＸｊ−ｎおよびＸｊ
、−１の極性（ｓｉｇｎ）ビア’ ）のみが−イクス
クルースイプ・ノア・ゲート４３にそれぞれ入力される
。これらイクスクルースイプ・ノア・ゲート４２．４３
の出力の差分が減算回路４４にて算出され、その減算回
路４４の出力はアキュムレータ４５にて累算され、この
累算出力により積和出力が得られる。この積和出力は除
算回路４６においてタップ数口で除算され、（５）式の
極性相関係数Ｒｊが得られる。
一方、Ｘレジスタ４１の各サンプル値Ｘｊ 、〜Ｘｊ−
ｎ−０と極性相関係数Ｒ３とが乗算回路１ ｊ −ｔ
〜１ ｊ −ｎ−１でそれぞれ乗算されて（８）式の予
測受話信号が求められる。この予測受話信号から減算回
路２ｊ〜２ｊ−０により、１サンプル遅延した受信信号
Ｘｊ −Ｘｊ−１がそれぞれ減算され、その結果は無相
関化信号Ｚｊ〜Ｚｊ−０として２レジスタ４７に格納さ
れる。
ｎ−０と極性相関係数Ｒ３とが乗算回路１ ｊ −ｔ
〜１ ｊ −ｎ−１でそれぞれ乗算されて（８）式の予
測受話信号が求められる。この予測受話信号から減算回
路２ｊ〜２ｊ−０により、１サンプル遅延した受信信号
Ｘｊ −Ｘｊ−１がそれぞれ減算され、その結果は無相
関化信号Ｚｊ〜Ｚｊ−０として２レジスタ４７に格納さ
れる。
Ｘレジスタ４１、Ｚレジスタ４７の対応するサンプルの
組（Ｘｊ、Ｚ３ ） 、（Ｘｊ−１，Ｚ３−１）・・・
・・・（Ｘｊ ｎ−１−ｔ 、 Ｚｊ−、＋１）の積和
を得るために、乗算回路４８および４９によりそれぞれ
Ｘｊ −ＺｊおよびＸｊ−ｎ・Ｚｊ−、が求められ、こ
れらの乗算結果の差分が減算回路５１にて算出され、そ
の差分出力がアキュムレータ５２にて累算され、累算出
力は積和出力であり、この積和出力は逆数を求める演算
回路、またはその逆数のテーブルが格納されているＲＯ
Ｍ５３により逆数が求められる。
組（Ｘｊ、Ｚ３ ） 、（Ｘｊ−１，Ｚ３−１）・・・
・・・（Ｘｊ ｎ−１−ｔ 、 Ｚｊ−、＋１）の積和
を得るために、乗算回路４８および４９によりそれぞれ
Ｘｊ −ＺｊおよびＸｊ−ｎ・Ｚｊ−、が求められ、こ
れらの乗算結果の差分が減算回路５１にて算出され、そ
の差分出力がアキュムレータ５２にて累算され、累算出
力は積和出力であり、この積和出力は逆数を求める演算
回路、またはその逆数のテーブルが格納されているＲＯ
Ｍ５３により逆数が求められる。
この逆数と残差信号Ｃｊ−１との積が乗算回路５４で演
算され、この演算結果とＺレジスタ４７の内容Ｚｊ−Ｚ
ｊ−０とが乗算回路３ｊ〜３ｊ 、で乗算され、さらに
これら乗算した結果はアキュムレータ４ｊ〜４ｊ、−、
にて累算され、その各累算値はＨレジスタ５５に格納さ
れる。ここでＸレジスタ４１およびＨレジスタ５５は第
１図の擬似エコーＹ’を求める受話信号入力レジスタ１
８および擬似インパルス応答レジスタ１９とそれぞれ同
じものを共用することができる。さらに第３図の構成は
アキュムレータ４５における計数処理およびＸレジスタ
４１とＺレジスタ４７の各内容の積和処理に部分和とし
ての扱いが可能であり、Ｘレジスタ４１、Ｈレジスタ５
５の格納するサンプル数が多い場合は、これを複数のグ
ループに分割し縦続接続構成とすることが可能となり、
特公昭５７−８４６３３ ｒ反響消去装置」に記載した
縦続接続法と同様な方法で実現できる。
算され、この演算結果とＺレジスタ４７の内容Ｚｊ−Ｚ
ｊ−０とが乗算回路３ｊ〜３ｊ 、で乗算され、さらに
これら乗算した結果はアキュムレータ４ｊ〜４ｊ、−、
にて累算され、その各累算値はＨレジスタ５５に格納さ
れる。ここでＸレジスタ４１およびＨレジスタ５５は第
１図の擬似エコーＹ’を求める受話信号入力レジスタ１
８および擬似インパルス応答レジスタ１９とそれぞれ同
じものを共用することができる。さらに第３図の構成は
アキュムレータ４５における計数処理およびＸレジスタ
４１とＺレジスタ４７の各内容の積和処理に部分和とし
ての扱いが可能であり、Ｘレジスタ４１、Ｈレジスタ５
５の格納するサンプル数が多い場合は、これを複数のグ
ループに分割し縦続接続構成とすることが可能となり、
特公昭５７−８４６３３ ｒ反響消去装置」に記載した
縦続接続法と同様な方法で実現できる。
「発明の効果」
以上説明したようにこの発明によれば自己相関係数を極
性相関係数により求めることで、ハード量の僅かな追加
で従来の学習同定法のアルゴリズムより収束時間を短縮
化することができる効果がある。
性相関係数により求めることで、ハード量の僅かな追加
で従来の学習同定法のアルゴリズムより収束時間を短縮
化することができる効果がある。
第１図はこの発明の反響消去装置を示すブロック図、第
２図はこの発明の装置の反響消去収束特性を示す図、第
３図はこの発明の要部である係数修正演算回路の具体例
を示す図、第４図は従来の反響消去装置を示すブロック
図、第５図は従来の装置の反響消去収束特性を示す図で
ある。 １１：受話信号入力端子、１２：受話信号出力端子、１
３：可変係数フィルタ、１４：送話信号入力端子、１５
：減算回路、１６：送話信号出力端子、１７：修正量演
算回路、１８：受話信号入力レジスタ、１９：擬似イン
パルス応答レジスタ、２１：積和回路、４１：Ｘレジス
タ、４６：除算回路、４７：ｚレジスタ、４５．５２：
アキュムレータ、５３：逆数回路またはＲＯＭ、５５：
Ｈレジスタ。
２図はこの発明の装置の反響消去収束特性を示す図、第
３図はこの発明の要部である係数修正演算回路の具体例
を示す図、第４図は従来の反響消去装置を示すブロック
図、第５図は従来の装置の反響消去収束特性を示す図で
ある。 １１：受話信号入力端子、１２：受話信号出力端子、１
３：可変係数フィルタ、１４：送話信号入力端子、１５
：減算回路、１６：送話信号出力端子、１７：修正量演
算回路、１８：受話信号入力レジスタ、１９：擬似イン
パルス応答レジスタ、２１：積和回路、４１：Ｘレジス
タ、４６：除算回路、４７：ｚレジスタ、４５．５２：
アキュムレータ、５３：逆数回路またはＲＯＭ、５５：
Ｈレジスタ。
Claims (1)
- （１）受話信号入力端子と、受話信号出力端子と、送話
信号入力端子と、送話信号出力端子と、上記受話信号入
力端子の受話信号を入力とする可変係数フイルタと、 上記受話出力端子から反響径路を介して上記送話信号入
力端子に廻りこむ受話信号のエコー成分を含む送話信号
を第１の入力とし、上記可変係数フイルタの出力を第２
の入力とし、その差の誤差信号を上記送話信号出力端子
へ出力する減算回路と、 上記受話信号入力端子の受話信号とその一次遅延信号と
の相関係数を算出する相関係数算出回路と、 上記一次遅延信号に上記相関係数を乗じた信号を上記受
話信号から差引く無相関化回路と、その無相関化回路の
出力と上記受話信号と上記減算回路の出力誤差信号とを
入力し、上記送話出力端子には上記エコー成分が現われ
ないように上記可変係数フイルタの係数を修正する係数
修正回路とを具備し、 上記相関係数算出回路は上記受話信号とその一次遅延信
号の各々の極性に対応して正の場合には＋１とし、負の
場合には−１としてその相関係数を算出するものであり
、 上記係数修正回路は係数修正量として上記無相関化回路
の出力信号と上記誤差信号との積に比例するような係数
修正を行うものである反響消去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24078985A JPH0644725B2 (ja) | 1985-10-28 | 1985-10-28 | 反響消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24078985A JPH0644725B2 (ja) | 1985-10-28 | 1985-10-28 | 反響消去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62101131A true JPS62101131A (ja) | 1987-05-11 |
| JPH0644725B2 JPH0644725B2 (ja) | 1994-06-08 |
Family
ID=17064713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24078985A Expired - Fee Related JPH0644725B2 (ja) | 1985-10-28 | 1985-10-28 | 反響消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0644725B2 (ja) |
-
1985
- 1985-10-28 JP JP24078985A patent/JPH0644725B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0644725B2 (ja) | 1994-06-08 |
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