JPS6152025A - 近接スイツチ - Google Patents
近接スイツチInfo
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- JPS6152025A JPS6152025A JP17350984A JP17350984A JPS6152025A JP S6152025 A JPS6152025 A JP S6152025A JP 17350984 A JP17350984 A JP 17350984A JP 17350984 A JP17350984 A JP 17350984A JP S6152025 A JPS6152025 A JP S6152025A
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- oscillation
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- transistor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の分野〕
本発明は物体検知の応答速度を向上させた高周波発振型
の近接スイッチに関するものである。
の近接スイッチに関するものである。
高周波発振型近接スイッチは検出ヘッドに検出コイルを
有し、検出コイルを発振コイルとして発振回路が構成さ
れ、発振出力の低下に基づいて物体を検知している。こ
の発振回路は検出コイルＬの形状２巻数値やその他の回
路定数を調整することにより発振停止時の速度が変化す
る。しかし近接体が接近し検出コイルのコンダクタンス
が大きくなればいずれ発振は停止する。従って近接スイ
ッチの応答速度は発振の開始速度と停止速度との合計時
間であると考えることができる。一般的に発振回路は発
振の立上り （開始）速度は非常に遅いが停止速度は比
較的速い。発振が開始し成長して物体を検知することが
できる振幅レベルに達する時間τは次式によって示され
る。
有し、検出コイルを発振コイルとして発振回路が構成さ
れ、発振出力の低下に基づいて物体を検知している。こ
の発振回路は検出コイルＬの形状２巻数値やその他の回
路定数を調整することにより発振停止時の速度が変化す
る。しかし近接体が接近し検出コイルのコンダクタンス
が大きくなればいずれ発振は停止する。従って近接スイ
ッチの応答速度は発振の開始速度と停止速度との合計時
間であると考えることができる。一般的に発振回路は発
振の立上り （開始）速度は非常に遅いが停止速度は比
較的速い。発振が開始し成長して物体を検知することが
できる振幅レベルに達する時間τは次式によって示され
る。
６ｇ Ｖｓ
ＶＯ−・−・−出力反転レベル
■ｓ−・・・・・−発振開始時の振幅レベルＣ−ｍ−・
−・・共振コンデンサ容量 Δｇ−・−・−発振開始点からのコンダクタンス変化量 一般的に発振が停止すればその時の振幅レベルＶｓはノ
イズレベルであって、例えば数ｍＶ程度である。そして
検出コイルの形状が大きくなれば応答速度が遅くなり、
変化の速い物体の近接を適確に検知することができない
という問題点があった。そこで発振回路に始動信号を与
えるため始動信号発生器を設けた装置が提案されている
が（特開昭５８−１３２７号）、始動信号を発振周波数
に合わせておかなければならず回路構成が複雑になると
いう欠点があった。
−・・共振コンデンサ容量 Δｇ−・−・−発振開始点からのコンダクタンス変化量 一般的に発振が停止すればその時の振幅レベルＶｓはノ
イズレベルであって、例えば数ｍＶ程度である。そして
検出コイルの形状が大きくなれば応答速度が遅くなり、
変化の速い物体の近接を適確に検知することができない
という問題点があった。そこで発振回路に始動信号を与
えるため始動信号発生器を設けた装置が提案されている
が（特開昭５８−１３２７号）、始動信号を発振周波数
に合わせておかなければならず回路構成が複雑になると
いう欠点があった。
又抵抗溶接機等の数万Ａの大電流が流れ強力な交流磁界
が加わる環境下においては、検出コイルのフェライトコ
アが飽和し検出コイルの損失が増加して発振が停止して
しまう。従ってこのような環境下では高周波発振型の近
接スイッチを使用することができなくなるという問題点
があった。
が加わる環境下においては、検出コイルのフェライトコ
アが飽和し検出コイルの損失が増加して発振が停止して
しまう。従ってこのような環境下では高周波発振型の近
接スイッチを使用することができなくなるという問題点
があった。
本発明はこのような従来の近接スイッチの問題点に鑑み
てなされたものであって、発振開始を速くすることによ
って応答速度を向上させ、もしくは強力な交流磁界示加
わる環境下において使用することができるように、耐磁
界型として構成することができる近接スイッチを提供す
ることを目的・とする。
てなされたものであって、発振開始を速くすることによ
って応答速度を向上させ、もしくは強力な交流磁界示加
わる環境下において使用することができるように、耐磁
界型として構成することができる近接スイッチを提供す
ることを目的・とする。
本発明は発振回路と、発振出力の低下により物体を検知
する検知回路を有する高周波発振型近接スイッチであっ
て、発振回路は、外部からの出力に基づいて発振利得を
向上させる発振回路であり、発振回路の発振振幅レベル
を第１の基準値と比較し物体検知出力を与える第１の比
較回路と、発振回路の発振振幅レベルを第２の基準値と
比較し発振回路に利得増幅信号を与える第２の比較回路
と、抵抗の直列接続体とその抵抗の一部を帰還抵抗とす
るトランジスタ回路により形成され、高基準電圧及び低
基準電圧を夫々第１の比較回路及び第２の比較回路に基
準値信号として与える基準電源回路と、を具備すること
を特徴とするものである。
する検知回路を有する高周波発振型近接スイッチであっ
て、発振回路は、外部からの出力に基づいて発振利得を
向上させる発振回路であり、発振回路の発振振幅レベル
を第１の基準値と比較し物体検知出力を与える第１の比
較回路と、発振回路の発振振幅レベルを第２の基準値と
比較し発振回路に利得増幅信号を与える第２の比較回路
と、抵抗の直列接続体とその抵抗の一部を帰還抵抗とす
るトランジスタ回路により形成され、高基準電圧及び低
基準電圧を夫々第１の比較回路及び第２の比較回路に基
準値信号として与える基準電源回路と、を具備すること
を特徴とするものである。
このような特徴を有する本発明によれば、発振出力の低
下によって第１の比較回路より物体検知出力を得、更に
発振レベルが低下すれば第２の比較回路によって発振回
路に利得増幅信号を得るようにしている。そして第１．
第２の比較回路には基準電圧回路の抵抗の直列接続体に
より常に第１の比較回路に第２の比較回路より高い基準
電圧が与えられ、抵抗と温度係数の異なるトランジスタ
回路が用いられているため温度変化があってもその温度
変化を相殺し、電圧変動のない基準電圧を比較回路に与
えることが可能である。従って出力がチャタリングする
恐れはな（確実に低い振幅レベルで発振を継続させるこ
とが可能となる。
下によって第１の比較回路より物体検知出力を得、更に
発振レベルが低下すれば第２の比較回路によって発振回
路に利得増幅信号を得るようにしている。そして第１．
第２の比較回路には基準電圧回路の抵抗の直列接続体に
より常に第１の比較回路に第２の比較回路より高い基準
電圧が与えられ、抵抗と温度係数の異なるトランジスタ
回路が用いられているため温度変化があってもその温度
変化を相殺し、電圧変動のない基準電圧を比較回路に与
えることが可能である。従って出力がチャタリングする
恐れはな（確実に低い振幅レベルで発振を継続させるこ
とが可能となる。
このように発振を継続させておけば物体が離れた場合に
発振の再開が迅速となり、応答速度の速い近接スイフチ
を構成することが可能となる。又強力な交流磁界が加わ
る環境下においても発振開始速度が速いため交流のゼロ
クロス点で断続的に発振させることができる。従って物
体検知出力を与える平滑回路の放電時定数を大きくすれ
ば、高磁界下で物体が検出できる耐磁界型の近接スイッ
チを構成することが可能となる。
発振の再開が迅速となり、応答速度の速い近接スイフチ
を構成することが可能となる。又強力な交流磁界が加わ
る環境下においても発振開始速度が速いため交流のゼロ
クロス点で断続的に発振させることができる。従って物
体検知出力を与える平滑回路の放電時定数を大きくすれ
ば、高磁界下で物体が検出できる耐磁界型の近接スイッ
チを構成することが可能となる。
第２図は本発明による近接スイッチ発振回路の一実施例
を示す回路図である。この発振回路は物体が近接して発
振出力が低下し物体を検出した後も微小な振幅によって
発振を継続させるようにしている。本図において、近接
スイッチの前面に設けられた検出コイルＬと並列にコン
デンサＣが接続され共振回路を構成している。そしてこ
のＬＣ共振回路に定電流源２より電源３を介して電流が
供給されており、その共通接続端がトランジスタ４に与
えられて電流増幅される。トランジスタ４のコレクタは
ＰＮＰ型トランジスタ５のコレクタに接続され、トラン
ジスタ５，６によって電流ミラー回路ＣＭＩが形成され
ている。又トランジスタ４のエミッタはコレクタ電流を
定める可変抵抗器７を介して接地されているゆ トラン
ジスタ６のコレクタはトランジスタ８のエミッタに接続
される。トランジスタ８は図示のように４つのコレクタ
を有するマルチコレクタトランジスタであって、その３
本のコレクタ端子８ａを共通接続してＬＣ共振回路にフ
ィードバックするようにしている。
を示す回路図である。この発振回路は物体が近接して発
振出力が低下し物体を検出した後も微小な振幅によって
発振を継続させるようにしている。本図において、近接
スイッチの前面に設けられた検出コイルＬと並列にコン
デンサＣが接続され共振回路を構成している。そしてこ
のＬＣ共振回路に定電流源２より電源３を介して電流が
供給されており、その共通接続端がトランジスタ４に与
えられて電流増幅される。トランジスタ４のコレクタは
ＰＮＰ型トランジスタ５のコレクタに接続され、トラン
ジスタ５，６によって電流ミラー回路ＣＭＩが形成され
ている。又トランジスタ４のエミッタはコレクタ電流を
定める可変抵抗器７を介して接地されているゆ トラン
ジスタ６のコレクタはトランジスタ８のエミッタに接続
される。トランジスタ８は図示のように４つのコレクタ
を有するマルチコレクタトランジスタであって、その３
本のコレクタ端子８ａを共通接続してＬＣ共振回路にフ
ィードバックするようにしている。
他のコレクタ端子８ｂはＮＰＮ型トランジスタ９のコレ
クタ・ベース共通端子に接続される。トランジスタ９は
トランジスタ１０と共に電流ミラー回路ＣＭ２を構成し
ており、トランジスタ１０のエミ・ツタはトランジスタ
９のエミック面積のｎ倍としてＩＣチップ上に形成され
ているものとする。
クタ・ベース共通端子に接続される。トランジスタ９は
トランジスタ１０と共に電流ミラー回路ＣＭ２を構成し
ており、トランジスタ１０のエミ・ツタはトランジスタ
９のエミック面積のｎ倍としてＩＣチップ上に形成され
ているものとする。
そしてトランジスタ１０のコレクタはマルチコレクタト
ランジスタ１１のベース・コレクタ共通接続端に接続さ
れている。マルチコレクタトランジスタ１１の他のコレ
クタ端子はＬＣ共振回路に接続されている。更にトラン
ジスタ９のベース及びコレクタはスイッチング用トラン
ジスタ１２のコレクタ端子に接続される。スイッチング
用トランジスタ１２は発振出力が上昇した時に与えられ
る信号によって断続して、電流ミラー回路ＣＭ２の動作
を制御するものである。
ランジスタ１１のベース・コレクタ共通接続端に接続さ
れている。マルチコレクタトランジスタ１１の他のコレ
クタ端子はＬＣ共振回路に接続されている。更にトラン
ジスタ９のベース及びコレクタはスイッチング用トラン
ジスタ１２のコレクタ端子に接続される。スイッチング
用トランジスタ１２は発振出力が上昇した時に与えられ
る信号によって断続して、電流ミラー回路ＣＭ２の動作
を制御するものである。
第１図は本発明による近接スイッチの全体構成を示すブ
ロック図である。本図において第２図で示した発振回路
１の発振出力は二つの整流回路２０．２１に与えられて
いる。整流回路２０．２１は夫々所定の時定数によって
発振出力を直流に変換するものであって、その出力端に
は夫々容量の異なる平滑用のコンデンサ２２．２３が接
続され、更に比較回路２４．２５が設けられている。比
較回路２４はこの高周波発振型近接スイッチの発振出力
が所定レベルにまで低下したときに方形波信号を出力す
るものであって、その出力を出力回路２６を介して外部
に与える。又比較回路２５は整流回路２１の整流出力を
基準値レベルと比較して発振回路１の発振利得を増加さ
せるものである。。
ロック図である。本図において第２図で示した発振回路
１の発振出力は二つの整流回路２０．２１に与えられて
いる。整流回路２０．２１は夫々所定の時定数によって
発振出力を直流に変換するものであって、その出力端に
は夫々容量の異なる平滑用のコンデンサ２２．２３が接
続され、更に比較回路２４．２５が設けられている。比
較回路２４はこの高周波発振型近接スイッチの発振出力
が所定レベルにまで低下したときに方形波信号を出力す
るものであって、その出力を出力回路２６を介して外部
に与える。又比較回路２５は整流回路２１の整流出力を
基準値レベルと比較して発振回路１の発振利得を増加さ
せるものである。。
即ち第１図に示すように定電流源２７の一端には電源端
との間に抵抗２８〜３２が直列接続されている。そして
抵抗２９．３０に並列にトランジスタ３３のベース・コ
レツク間が並列接続され、抵抗３１に並列にトランジス
タ３３のベース・エミッタが接続されて抵抗２８〜３２
と共に基準電源回路３４を構成している。この基準電圧
回路３４の抵抗２８の一端から比較回路２４に基準電圧
Ｖｒｅｆｌが与えられており、抵抗２９．３０の共通接
続点が比較回路２５に基準電圧Ｖｒｅｆ２として与えら
れている。そしてこれらの抵抗の抵抗値を適宜調整する
ことによって比較回路２４．２５に与える基準値レベル
Ｖｒｅｆｌ、 Ｖｒｅｆ２を調整している。
との間に抵抗２８〜３２が直列接続されている。そして
抵抗２９．３０に並列にトランジスタ３３のベース・コ
レツク間が並列接続され、抵抗３１に並列にトランジス
タ３３のベース・エミッタが接続されて抵抗２８〜３２
と共に基準電源回路３４を構成している。この基準電圧
回路３４の抵抗２８の一端から比較回路２４に基準電圧
Ｖｒｅｆｌが与えられており、抵抗２９．３０の共通接
続点が比較回路２５に基準電圧Ｖｒｅｆ２として与えら
れている。そしてこれらの抵抗の抵抗値を適宜調整する
ことによって比較回路２４．２５に与える基準値レベル
Ｖｒｅｆｌ、 Ｖｒｅｆ２を調整している。
次に本実施例の動作について説明する。第３図は本実施
例による検出コイルＬと近接体の距離に対する各部の波
形を示す波形図である。本図において近接体が充分離れ
ている場合にはコイルしはほとんど損失のない状態とな
っている。そして発振回路１ではＬＣ共振回路の電圧が
トランジスタ４に与えられて電流増幅され、トランジス
タ５゜４を通ってコレクタ電流が流れる。そのため電流
ミラー回路ＣＭＩの他方のトランジスタ６にミラー電流
が流れ、その電流がトランジスタ８によって分割される
。それ故トランジスタ６のコレクタ電流のほぼ３／４が
トランジスタ８のコレクタ端子８ａを介してＬＣ共振回
路に電流帰還されることとなる。そして近接体が遠（離
れており発振レベルが高い場合には整流回路２１からの
高いレベルの信号が与えられるので、比較回路２５の出
力により発振回路のトランジスタ１２がオンとなってい
る。従って電流ミラー回路ＣＭ２は動作せずトランジス
タ１１を通ってＬＣ共振回路に電流帰還が成されない。
例による検出コイルＬと近接体の距離に対する各部の波
形を示す波形図である。本図において近接体が充分離れ
ている場合にはコイルしはほとんど損失のない状態とな
っている。そして発振回路１ではＬＣ共振回路の電圧が
トランジスタ４に与えられて電流増幅され、トランジス
タ５゜４を通ってコレクタ電流が流れる。そのため電流
ミラー回路ＣＭＩの他方のトランジスタ６にミラー電流
が流れ、その電流がトランジスタ８によって分割される
。それ故トランジスタ６のコレクタ電流のほぼ３／４が
トランジスタ８のコレクタ端子８ａを介してＬＣ共振回
路に電流帰還されることとなる。そして近接体が遠（離
れており発振レベルが高い場合には整流回路２１からの
高いレベルの信号が与えられるので、比較回路２５の出
力により発振回路のトランジスタ１２がオンとなってい
る。従って電流ミラー回路ＣＭ２は動作せずトランジス
タ１１を通ってＬＣ共振回路に電流帰還が成されない。
それ故ＬＣ共振回路に帰還される電流値はトランジスタ
８のコレクタ電流のみとなっている。
８のコレクタ電流のみとなっている。
さて物体が近接すれば第３図（ａｌに示すように発振回
路１の発振出力は急激に低下する。物体が距ＭＬＬまで
近接し発振出力が低下して整流回路２０の出力が比較回
路２４の基準値レベルＶｒｅｆｌとなれば、第３図（ｂ
ｌに示すように比較回路２４はオン状態となり出力回路
２６より物体検知出力が与えられる。更に物体が近接し
て発振レベルが低下し比較回路２５の基準値レベルＶ
ｒｅｆ２以下となれば、第３図（Ｃ１に示すように比較
回路２５の出力がオフとなり発振回路１のスイッチング
トランジスタ１２をオフとする。従ってトランジスタ９
，１０によって形成される電流ミラー回路ＣＭ２が能動
状態となり、第３図（ｄ）に示すようにトランジスタ８
のコレクタ端子８ｂのコレクタ電流が電流ミラー回路Ｃ
Ｍ２に流入し、電流ミラー回路ＣＭ２を介してマルチコ
レクタトランジスタ１１が駆動される。ここでトランジ
スタ１０のエミッタ面積はトランジスタ９のｎ倍に形成
されているので、トランジスタ８のコレクタ電流は電流
ミラー回路ＣＭ２によって電流増幅される。そしてマル
チコレクタトランジスタ１１の他方のコレクタ電流がＬ
Ｃ共振回路に電流帰還される。そうすれば発振回路１の
利得が向上し、第３図（ａｌに示すように近接体がそれ
以上近接スイッチに近づいても微小レベルで発振を継続
させることができる。ここで第１図に示すようにトラン
ジスタ３３は、コレクタから抵抗２９．３０を介してベ
ースに電流帰還がかけられておりコレクタ電圧が一定に
保たれている。そして抵抗２８〜３２の抵抗値を夫々Ｒ
２８〜Ｒ３２として示しトランジスタ３３のベース電流
を無視すれば、抵抗２９から抵抗３１を流れる電流の電
流値はＶｂｅ／Ｒ３１であり、トランジスタ３３のコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅは次の値となる。
路１の発振出力は急激に低下する。物体が距ＭＬＬまで
近接し発振出力が低下して整流回路２０の出力が比較回
路２４の基準値レベルＶｒｅｆｌとなれば、第３図（ｂ
ｌに示すように比較回路２４はオン状態となり出力回路
２６より物体検知出力が与えられる。更に物体が近接し
て発振レベルが低下し比較回路２５の基準値レベルＶ
ｒｅｆ２以下となれば、第３図（Ｃ１に示すように比較
回路２５の出力がオフとなり発振回路１のスイッチング
トランジスタ１２をオフとする。従ってトランジスタ９
，１０によって形成される電流ミラー回路ＣＭ２が能動
状態となり、第３図（ｄ）に示すようにトランジスタ８
のコレクタ端子８ｂのコレクタ電流が電流ミラー回路Ｃ
Ｍ２に流入し、電流ミラー回路ＣＭ２を介してマルチコ
レクタトランジスタ１１が駆動される。ここでトランジ
スタ１０のエミッタ面積はトランジスタ９のｎ倍に形成
されているので、トランジスタ８のコレクタ電流は電流
ミラー回路ＣＭ２によって電流増幅される。そしてマル
チコレクタトランジスタ１１の他方のコレクタ電流がＬ
Ｃ共振回路に電流帰還される。そうすれば発振回路１の
利得が向上し、第３図（ａｌに示すように近接体がそれ
以上近接スイッチに近づいても微小レベルで発振を継続
させることができる。ここで第１図に示すようにトラン
ジスタ３３は、コレクタから抵抗２９．３０を介してベ
ースに電流帰還がかけられておりコレクタ電圧が一定に
保たれている。そして抵抗２８〜３２の抵抗値を夫々Ｒ
２８〜Ｒ３２として示しトランジスタ３３のベース電流
を無視すれば、抵抗２９から抵抗３１を流れる電流の電
流値はＶｂｅ／Ｒ３１であり、トランジスタ３３のコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅは次の値となる。
従って比較回路２４に供給される基準電圧Ｖｒｅｆｌは
、定電流源２７の定電流をＩｓとすると次式で示される
。
、定電流源２７の定電流をＩｓとすると次式で示される
。
Ｖｒｅｆｌ＝Ｉｓ （Ｒ２Ｂ＋Ｒ３２） ＋Ｖｃｅ
−−−−−−（３）又基準電圧Ｖ ｒｅｆ２°は次
式で示される。
−−−−−−（３）又基準電圧Ｖ ｒｅｆ２°は次
式で示される。
となる。このスイッチの電子回路部は全てＩＣ化されて
いるとするとＩＣの抵抗体は数１１０００ｐｐ ／℃程
度の正の温度係数を有しており、比較回路２４．２５に
与えられる基準電圧Ｖｒｅｆｌ、 Ｖｒｅｆ２は（３）
、 （４）式より明らかなように共に第１項が正の温度
係数を有している。しかし第２項はトランジスタ３３の
ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅが一６ｍＶ／℃程度の負
の温度係数を有しているため、第１項、第２項を相殺さ
せることが可能である。従って比較回路２４に与える基
準電圧は常に比較回路２５に与える基準電圧よりも高く
保つことができ ゛ると共に、温度補償によってその絶
対値をほぼ一定に保つことが可能となり、基準値レベル
が逆転してチャタリングや動作不安定になるといった恐
れがなく、確実な動作を可能にすることができる。
いるとするとＩＣの抵抗体は数１１０００ｐｐ ／℃程
度の正の温度係数を有しており、比較回路２４．２５に
与えられる基準電圧Ｖｒｅｆｌ、 Ｖｒｅｆ２は（３）
、 （４）式より明らかなように共に第１項が正の温度
係数を有している。しかし第２項はトランジスタ３３の
ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅが一６ｍＶ／℃程度の負
の温度係数を有しているため、第１項、第２項を相殺さ
せることが可能である。従って比較回路２４に与える基
準電圧は常に比較回路２５に与える基準電圧よりも高く
保つことができ ゛ると共に、温度補償によってその絶
対値をほぼ一定に保つことが可能となり、基準値レベル
が逆転してチャタリングや動作不安定になるといった恐
れがなく、確実な動作を可能にすることができる。
次に第４図は本発明による近接スイッチ発振回路の第２
の実施例を示す回路図である。本実施例において第１図
と同一部分は同一符号を用いて示している。本実施例は
電流増幅用トランジスタの前段にエミッタフォロワ回路
を設け、帰還電流量をエミッタ抵抗を変えることによっ
て変化させるようにしたものであ。即ち電源３の一端は
トランジスタ４１のベースに与えられる。トランジスタ
４１はエミッタフォロワ型に接続されておりそのコレク
タは電源に接続され、エミッタ端に二つの抵抗４２．４
３が直列接続されて接地される。そして抵抗４３の両端
には抵抗４４とスイッチングトランジスタ４５の直列接
続体が並列接続されている。この共通接続端には前述し
た電流増幅用トランジスタ４のベースが接続され、その
コレクタはトランジスタ５，６から成る電流ミラー回路
に接続される。そして第１図の比較回路２５の出力がト
ランジスタ４５のベースに与えられる。この発振回路に
おいては大振幅時にはトランジスタ４５が導通し、トラ
ンジスタ４１のエミッタ抵抗は抵抗４２と４３．４４の
並列抵抗との直列接続体となっている。しかし振幅が低
下し比較回路２５からの出力が停止すればトランジスタ
４５がオフとなり、抵抗４２に抵抗４３が直列接続され
た状態となってトランジスタ４１のエミッタ電圧比を上
げることによって電流増幅用トランジスタ４の電流値を
増加させることができる。従ってトランジスタ５．６の
電流ミラー回路を介して与えられる帰還電流値が多くな
り、前述した実施例と同様に低いレベルで発振を継続さ
せ続けることが可能である。
の実施例を示す回路図である。本実施例において第１図
と同一部分は同一符号を用いて示している。本実施例は
電流増幅用トランジスタの前段にエミッタフォロワ回路
を設け、帰還電流量をエミッタ抵抗を変えることによっ
て変化させるようにしたものであ。即ち電源３の一端は
トランジスタ４１のベースに与えられる。トランジスタ
４１はエミッタフォロワ型に接続されておりそのコレク
タは電源に接続され、エミッタ端に二つの抵抗４２．４
３が直列接続されて接地される。そして抵抗４３の両端
には抵抗４４とスイッチングトランジスタ４５の直列接
続体が並列接続されている。この共通接続端には前述し
た電流増幅用トランジスタ４のベースが接続され、その
コレクタはトランジスタ５，６から成る電流ミラー回路
に接続される。そして第１図の比較回路２５の出力がト
ランジスタ４５のベースに与えられる。この発振回路に
おいては大振幅時にはトランジスタ４５が導通し、トラ
ンジスタ４１のエミッタ抵抗は抵抗４２と４３．４４の
並列抵抗との直列接続体となっている。しかし振幅が低
下し比較回路２５からの出力が停止すればトランジスタ
４５がオフとなり、抵抗４２に抵抗４３が直列接続され
た状態となってトランジスタ４１のエミッタ電圧比を上
げることによって電流増幅用トランジスタ４の電流値を
増加させることができる。従ってトランジスタ５．６の
電流ミラー回路を介して与えられる帰還電流値が多くな
り、前述した実施例と同様に低いレベルで発振を継続さ
せ続けることが可能である。
前述の式（１）に示したように発振開始応答時間τは初
期状態の振幅に依存し、初期振幅レベルＶｓが高ければ
発振立上がり時間が大幅に短縮される。
期状態の振幅に依存し、初期振幅レベルＶｓが高ければ
発振立上がり時間が大幅に短縮される。
従って第３図（ａｌに示すように近接体が近づき物体検
知出力を出した以後も発振を低いレベルで継続させるよ
うにすることによって、発振の立上り速度が向上するこ
ととなる。
知出力を出した以後も発振を低いレベルで継続させるよ
うにすることによって、発振の立上り速度が向上するこ
ととなる。
それ故応答速度の速い近接スイッチを得るためには、整
流回路２０の出力端に設けられているコンデンサ２２の
容量を小さく平滑の時定数を小さくすることによって、
応答速度を向上することが可能である。又抵抗溶接機等
の大電流が流れ強力な交流磁界が加わる環境下において
近接スイッチを使用することも可能である。この場合に
は交流磁界のゼロクロス点に近づけば発振し易い状態と
なっているため発振が急激に開始する。例えば６０Ｈｚ
の交流磁界が加わっている場合には、発振回路１からそ
の倍の１２０Ｈｚで発振を断続するバースト波形が得ら
れる。従って整流回路２０の出力コンデンサの容量を大
きくし平滑時定数を大きくし、このバースト発振の有無
を長い時定数を有する整流回路によって検知し、比較回
路２４で所定のスレッシェホールドレベルと比較すれば
耐磁界型の近接スイッチを構成することが可能となる。
流回路２０の出力端に設けられているコンデンサ２２の
容量を小さく平滑の時定数を小さくすることによって、
応答速度を向上することが可能である。又抵抗溶接機等
の大電流が流れ強力な交流磁界が加わる環境下において
近接スイッチを使用することも可能である。この場合に
は交流磁界のゼロクロス点に近づけば発振し易い状態と
なっているため発振が急激に開始する。例えば６０Ｈｚ
の交流磁界が加わっている場合には、発振回路１からそ
の倍の１２０Ｈｚで発振を断続するバースト波形が得ら
れる。従って整流回路２０の出力コンデンサの容量を大
きくし平滑時定数を大きくし、このバースト発振の有無
を長い時定数を有する整流回路によって検知し、比較回
路２４で所定のスレッシェホールドレベルと比較すれば
耐磁界型の近接スイッチを構成することが可能となる。
第１図は本発明による近接スイッチの全体構成を示すブ
ロック図、第２図は本発明による近接スイッチの発振回
路の一実施例を示す回路図、第３図は近接体の距離に対
する各部の波形を示す波形図、第４図は本発明の近接ス
イッチ発振回路の他の実施例を示す回路図である。 １・−・−発振回路 ４〜６．８〜１２． ３３．
４１．４５−−・−トランジスタ ２０ 、 ２ Ｌ
−−−−−・−整流回路 ２２ 、 ２３−一一一一
・・コンデンサ ２４゜２５・−・−・・−比較回路
２６−・・−・−出力回路 ２７・・−−一−一
定電流源 ２８〜３２．４２〜４４−・−・・−抵抗
３４・−−一一一・・基準電圧回路 ＣＭＩ、０
Ｍ２・−一−−−・−電流ミラー回路 特許出願人 立石電機株式会社 代理人 弁理士 岡本宜喜（化１名） 第１図 ２７−−−−−一定宅乳運 、５４−−−−−−１１電艮回路 第２図 しＭど 第３図 第４図
ロック図、第２図は本発明による近接スイッチの発振回
路の一実施例を示す回路図、第３図は近接体の距離に対
する各部の波形を示す波形図、第４図は本発明の近接ス
イッチ発振回路の他の実施例を示す回路図である。 １・−・−発振回路 ４〜６．８〜１２． ３３．
４１．４５−−・−トランジスタ ２０ 、 ２ Ｌ
−−−−−・−整流回路 ２２ 、 ２３−一一一一
・・コンデンサ ２４゜２５・−・−・・−比較回路
２６−・・−・−出力回路 ２７・・−−一−一
定電流源 ２８〜３２．４２〜４４−・−・・−抵抗
３４・−−一一一・・基準電圧回路 ＣＭＩ、０
Ｍ２・−一−−−・−電流ミラー回路 特許出願人 立石電機株式会社 代理人 弁理士 岡本宜喜（化１名） 第１図 ２７−−−−−一定宅乳運 、５４−−−−−−１１電艮回路 第２図 しＭど 第３図 第４図
Claims (3)
- （１）発振回路と、発振出力の低下により物体を検知す
る検知回路を有する高周波発振型近接スイッチにおいて
、 前記発振回路は、外部からの出力に基づいて発振利得を
向上させる発振回路であり、 前記発振回路の発振振幅レベルを第１の基準値と比較し
物体検知出力を与える第１の比較回路と、前記発振回路
の発振振幅レベルを第２の基準値と比較し前記発振回路
に利得増幅信号を与える第２の比較回路と、 抵抗の直列接続体とその抵抗の一部を帰還抵抗とするト
ランジスタ回路により形成され、高基準電圧及び低基準
電圧を夫々前記第１の比較回路及び第２の比較回路に基
準値信号として与える基準電源回路と、を具備すること
を特徴とする高周波発振型の近接スイッチ。 - （２）前記発振回路は、帰還電流を制御するスイッチン
グ素子を有し、前記第２の比較回路からの出力によって
帰還電流を変化させて発振利得を変化させる電流帰還型
発振回路であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の近接スイッチ。 - （３）前記発振回路は帰還電流を定める抵抗分圧回路を
有し、その分圧の有無によって発振利得を変化させる発
振回路であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の近接スイッチ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17350984A JPS6152025A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 近接スイツチ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17350984A JPS6152025A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 近接スイツチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6152025A true JPS6152025A (ja) | 1986-03-14 |
| JPH0511444B2 JPH0511444B2 (ja) | 1993-02-15 |
Family
ID=15961845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17350984A Granted JPS6152025A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 近接スイツチ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6152025A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62261222A (ja) * | 1986-05-07 | 1987-11-13 | Omron Tateisi Electronics Co | 高周波発振型近接スイツチ |
| JPS63247166A (ja) * | 1987-03-31 | 1988-10-13 | Toyoda Mach Works Ltd | ロ−タリ形サ−ボバルブ |
| JPH01173079U (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-07 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06283620A (ja) * | 1993-03-26 | 1994-10-07 | Kyocera Corp | 半導体素子収納用パッケージ |
-
1984
- 1984-08-21 JP JP17350984A patent/JPS6152025A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62261222A (ja) * | 1986-05-07 | 1987-11-13 | Omron Tateisi Electronics Co | 高周波発振型近接スイツチ |
| JPS63247166A (ja) * | 1987-03-31 | 1988-10-13 | Toyoda Mach Works Ltd | ロ−タリ形サ−ボバルブ |
| JPH01173079U (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-07 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0511444B2 (ja) | 1993-02-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |