JPS6138657B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6138657B2 JPS6138657B2 JP23978A JP23978A JPS6138657B2 JP S6138657 B2 JPS6138657 B2 JP S6138657B2 JP 23978 A JP23978 A JP 23978A JP 23978 A JP23978 A JP 23978A JP S6138657 B2 JPS6138657 B2 JP S6138657B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wire
- resistor
- input
- line
- hybrid circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は４線式市内電話交換機における２線４
線変換回路の伝送損失低減に関するものである。
線変換回路の伝送損失低減に関するものである。
一般に抵抗ハイブリツド回路を用いて、２線４
線変換を行なう場合は、２線→４線方向、４線→
２線方向の通過方向は共に6dBの減衰を受けるこ
とが知られている。
線変換を行なう場合は、２線→４線方向、４線→
２線方向の通過方向は共に6dBの減衰を受けるこ
とが知られている。
第１図は代表的な抵抗ハイブリツド回路の一例
を示すものである。
を示すものである。
第１図において、１は２線式線路、２は抵抗ハ
イブリツド回路、３は２の２線側接続端子、４，
５は抵抗ハイブリツド回路を構成するための抵
抗、６は平衡結線網、７は４線入力端子、８は４
線出力端子である。
イブリツド回路、３は２の２線側接続端子、４，
５は抵抗ハイブリツド回路を構成するための抵
抗、６は平衡結線網、７は４線入力端子、８は４
線出力端子である。
第１図において、２線式線路の特性インピーダ
ンスが純抵抗、例えば600Ωのときは、一般に抵
抗ハイブリツド回路の構成抵抗４，５も共に600
Ωにえらばれ、これらと平衡をとるための平衡結
線網６の値は、600Ωとなり、また端子７および
８に接続される図示していない音声増幅器の入力
および出力インピーダンスを600Ωとするなら
ば、このとき、２線式線路側より２線側接続端子
３を見たインピーダンスは、第２図に示すように
600Ωとなる。
ンスが純抵抗、例えば600Ωのときは、一般に抵
抗ハイブリツド回路の構成抵抗４，５も共に600
Ωにえらばれ、これらと平衡をとるための平衡結
線網６の値は、600Ωとなり、また端子７および
８に接続される図示していない音声増幅器の入力
および出力インピーダンスを600Ωとするなら
ば、このとき、２線式線路側より２線側接続端子
３を見たインピーダンスは、第２図に示すように
600Ωとなる。
また端子７より抵抗ハイブリツド回路２を見た
インピーダンスは第３図のようになり600Ωとな
る。同様に端子８より見たハイブリツド回路２の
インピーダンスも、第４図の如く600Ωとなる。
インピーダンスは第３図のようになり600Ωとな
る。同様に端子８より見たハイブリツド回路２の
インピーダンスも、第４図の如く600Ωとなる。
２線→４線方向の伝送損失については、第２図
を書き直した第５図において、２線側の端子３よ
りの入力電流は、第５図の実線矢印と、点線矢印
の電流に1/2ずつに分割され、端子８より流出す
る電流に着目すれば、入力電流の1/2となり、伝
送損失が6dBとなる。同様にして、端子７より端
子３までの４線→２線方向の伝送についても、損
失が6dBである。
を書き直した第５図において、２線側の端子３よ
りの入力電流は、第５図の実線矢印と、点線矢印
の電流に1/2ずつに分割され、端子８より流出す
る電流に着目すれば、入力電流の1/2となり、伝
送損失が6dBとなる。同様にして、端子７より端
子３までの４線→２線方向の伝送についても、損
失が6dBである。
また端子７及び端子８相互方向は、ブリツジの
バランスがとれているため損失が無限大で、反響
減衰量として充分大きな値がとり得る。
バランスがとれているため損失が無限大で、反響
減衰量として充分大きな値がとり得る。
以上述べたように、従来の抵抗ハイブリツド回
路はすべての端子の入出力インピーダンスが等し
くなるように構成されていたので、２線→４線方
向，４線→２線方向の通過方向の伝送損失は共に
6dBであつた。
路はすべての端子の入出力インピーダンスが等し
くなるように構成されていたので、２線→４線方
向，４線→２線方向の通過方向の伝送損失は共に
6dBであつた。
本発明の目的は、４線式市内電話交換機におい
て、４線→２線方向の伝送損失を低減して、これ
により音声増幅器の送出電力を極力、小電力で済
ませることを図つたものである。
て、４線→２線方向の伝送損失を低減して、これ
により音声増幅器の送出電力を極力、小電力で済
ませることを図つたものである。
本発明は、抵抗値R1，R2の第１，第２の抵抗
器を直列に接続し、第１の抵抗器に特性インピー
ダンスZ01の２線式線路を、第２の抵抗器に特性
インピーダンスZ02の平衡結線網を接続した構成
の抵抗ハイブリツド回路において、Z01／R4＝
Z02／R2の条件を満しつつ、平衡結線網に接続し
た第２の抵抗器の抵抗値R2を２線式線路に接続
した第１の抵抗器の抵抗値R4よりも大きくする
ことにより、４線→２線方向の伝達効率を改善し
て、４線入力側に入力された音声電力の大部分の
２線方向に伝送させることを特徴とするものであ
る。
器を直列に接続し、第１の抵抗器に特性インピー
ダンスZ01の２線式線路を、第２の抵抗器に特性
インピーダンスZ02の平衡結線網を接続した構成
の抵抗ハイブリツド回路において、Z01／R4＝
Z02／R2の条件を満しつつ、平衡結線網に接続し
た第２の抵抗器の抵抗値R2を２線式線路に接続
した第１の抵抗器の抵抗値R4よりも大きくする
ことにより、４線→２線方向の伝達効率を改善し
て、４線入力側に入力された音声電力の大部分の
２線方向に伝送させることを特徴とするものであ
る。
すなわち、従来の抵抗ハイブリツド回路におい
ては、すべての端子の入出力インピーダンスが等
しくなるよう構成するのが常識であつたが、これ
は２線−４線変換回路の設計条件としては、必ず
しも必要ではない。本発明においては、インピー
ダンス整合条件を２線式線路が接続される端子だ
けに限定することにより、制約条件を緩和し、こ
れにより通過方向、特に４線→２線方向の伝送損
失を低減させることを意図したものである。
ては、すべての端子の入出力インピーダンスが等
しくなるよう構成するのが常識であつたが、これ
は２線−４線変換回路の設計条件としては、必ず
しも必要ではない。本発明においては、インピー
ダンス整合条件を２線式線路が接続される端子だ
けに限定することにより、制約条件を緩和し、こ
れにより通過方向、特に４線→２線方向の伝送損
失を低減させることを意図したものである。
以下本発明を図面により詳しく説明する。第６
図は本発明に係る抵抗ハイブリツド回路の不平衡
形式を、また第７図は平衡形式を示す一実施例で
ある。
図は本発明に係る抵抗ハイブリツド回路の不平衡
形式を、また第７図は平衡形式を示す一実施例で
ある。
第６図，第７図において、第１図を同一部分は
同一符号を付してある。
同一符号を付してある。
第６図において、９，１０は抵抗ハイブリツド
回路を構成するための抵抗、また１１，１２は演
算増幅器である。
回路を構成するための抵抗、また１１，１２は演
算増幅器である。
いま２線式線路の特性インピーダンスZ01，平
衡結線網６の特性インピーダンスをZ02、演算増
幅器１１の出力インピーダンスをR0、演算増幅
１２の入力インピーダンスを無限大、また抵抗９
の値をR1、抵抗１０の値をR2とすれば、第６図
の等価回路は第８図で示される。
衡結線網６の特性インピーダンスをZ02、演算増
幅器１１の出力インピーダンスをR0、演算増幅
１２の入力インピーダンスを無限大、また抵抗９
の値をR1、抵抗１０の値をR2とすれば、第６図
の等価回路は第８図で示される。
第８図において、R1およびR2の値を次の(1)式
を満足するように選定し、 Ｚｏ１／Ｒ１＝Ｚｏ２／Ｒ２ ……(1) その場合の２線式線路側からみた抵抗ハイブリツ
ド回路のインピーダンスがZo1と等しくなる条件
を求めると、 Ｒｏ（Ｒ２＋Ｚｏ２）／Ｒ２＋Ｚｏ２＋Ｒｏ＋R1＝Zo
1……(2) となる。(2)式において、R1を(1)式を用いて消去
すれば、次の式(3)式を得る。
を満足するように選定し、 Ｚｏ１／Ｒ１＝Ｚｏ２／Ｒ２ ……(1) その場合の２線式線路側からみた抵抗ハイブリツ
ド回路のインピーダンスがZo1と等しくなる条件
を求めると、 Ｒｏ（Ｒ２＋Ｚｏ２）／Ｒ２＋Ｚｏ２＋Ｒｏ＋R1＝Zo
1……(2) となる。(2)式において、R1を(1)式を用いて消去
すれば、次の式(3)式を得る。
Zo1−Ｒｏ（Ｒ２＋Ｚｏ２）／Ｒ２＋Ｚｏ２＋Ｒｏ＝
Ｚｏ１／Ｚｏ２・R2……(3) (3)式よりR2を求めれば、(4)式を得る。
Ｚｏ１／Ｚｏ２・R2……(3) (3)式よりR2を求めれば、(4)式を得る。
若し第８図において、Zo1＝600Ω、Zo2＝2400
Ω、Ro＝100Ωとするならば、(4)および(1)より、 R2≒2009Ω R1≒502Ω となり、これらの数値を第８図に記入すれば、第
９図となる。このとき、(1)式の条件によりR1と
R2の両端に発生する電圧降下はそれぞれ反対方
向で等しく、４線出力側（4W OUT）への入力
電圧は０となる。従つて実用上４線入力より４線
出力の響減衰量は充分に大きくすることができ
る。また４線入力の大部分の電力が２線側に送出
される。
Ω、Ro＝100Ωとするならば、(4)および(1)より、 R2≒2009Ω R1≒502Ω となり、これらの数値を第８図に記入すれば、第
９図となる。このとき、(1)式の条件によりR1と
R2の両端に発生する電圧降下はそれぞれ反対方
向で等しく、４線出力側（4W OUT）への入力
電圧は０となる。従つて実用上４線入力より４線
出力の響減衰量は充分に大きくすることができ
る。また４線入力の大部分の電力が２線側に送出
される。
また第１０図は２線式線路に接続した第１の抵
抗器の抵抗値に対し、平衡結線網に接続した第２
の抵抗器の抵抗値を充分大きく選び、且つ４線入
力側の内部インピーダンスを０Ωとした例であ
る。
抗器の抵抗値に対し、平衡結線網に接続した第２
の抵抗器の抵抗値を充分大きく選び、且つ４線入
力側の内部インピーダンスを０Ωとした例であ
る。
この例においては、４線入力よりの入力のほと
んどが、R1＝600Ωと２線側の負荷で消費され
る。特に４線入力の音声増幅器として演算増幅器
を用いるときは、600Ωを外付して、出力インピ
ーダンスを600Ωとすることが行われるため、R1
をこのための抵抗と考え、２線側負荷を600Ωと
すれば、その動作減衰量は0dBとなる。また２線
側よりの入力は、第１０図の如く、R1＝600Ωの
両端で消費される。よつてR1の両端の電圧のほ
とんどが取出されるように４線出力側の増幅器の
入力インピーダンスを充分高いものに選定すれ
ば、電圧減衰量で0dBが実現できる。このように
第１０図に示す実施例によれば、４線→２線方
向，２線→４線方向の通過方向の伝送損失が0dB
で、反響減衰量が充分大きく、且つ線路との整合
がとれた２線―４線変換回路が得られる。
んどが、R1＝600Ωと２線側の負荷で消費され
る。特に４線入力の音声増幅器として演算増幅器
を用いるときは、600Ωを外付して、出力インピ
ーダンスを600Ωとすることが行われるため、R1
をこのための抵抗と考え、２線側負荷を600Ωと
すれば、その動作減衰量は0dBとなる。また２線
側よりの入力は、第１０図の如く、R1＝600Ωの
両端で消費される。よつてR1の両端の電圧のほ
とんどが取出されるように４線出力側の増幅器の
入力インピーダンスを充分高いものに選定すれ
ば、電圧減衰量で0dBが実現できる。このように
第１０図に示す実施例によれば、４線→２線方
向，２線→４線方向の通過方向の伝送損失が0dB
で、反響減衰量が充分大きく、且つ線路との整合
がとれた２線―４線変換回路が得られる。
第７図は第８図を平衡形式とした実施例で、１
３，１４は抵抗、１５は演算増幅器である。
３，１４は抵抗、１５は演算増幅器である。
第７図のように平衡形式とすれば、雑音に強く
良好な伝送特性を得ることができる。
良好な伝送特性を得ることができる。
以上述べたように、本発明による抵抗ハイブリ
ツド回路によれば、４線→２線方向の伝送損失を
小さくすることが可能となり、従つてその音声増
幅器は小出力のものでよい。または出力定格が一
定の場合は、振巾歪が改善される利点が生ずる。
ツド回路によれば、４線→２線方向の伝送損失を
小さくすることが可能となり、従つてその音声増
幅器は小出力のものでよい。または出力定格が一
定の場合は、振巾歪が改善される利点が生ずる。
第１図は従来の抵抗ハイブリツド回路の代表的
一例で、第２〜５図はその原理説明のための等価
回路図、第６図は本発明に係る抵抗ハイブリツド
回路の不平衡形式、第７図は平衡形式を示す一実
施例の回路図、第８図〜１０図はその原理を説明
するための等価回路図である。 １…２線式線路、２…抵抗ハイブリツド回路、
３…２線側端子、６…平衡結線網、７…４線入力
端子、８…４線出力端子、９，１０，１３，１４
…抵抗、１１，１２，１５…演算増幅器。
一例で、第２〜５図はその原理説明のための等価
回路図、第６図は本発明に係る抵抗ハイブリツド
回路の不平衡形式、第７図は平衡形式を示す一実
施例の回路図、第８図〜１０図はその原理を説明
するための等価回路図である。 １…２線式線路、２…抵抗ハイブリツド回路、
３…２線側端子、６…平衡結線網、７…４線入力
端子、８…４線出力端子、９，１０，１３，１４
…抵抗、１１，１２，１５…演算増幅器。
Claims (1)
- １ ２線４線変換を行なう抵抗ハイブリツト回路
であつて、２線式線路の一端に接続した第１の抵
抗器、第１の抵抗器に一端を直列に接続した第２
の抵抗器、および第２の抵抗器の他端に接続した
平衡結線網を備え、上記第１及び第２の抵抗器の
接続点とアースとの間を４線式線路の入力端と
し、上記直列接続された第１および第２の抵抗器
の両端を４線式線路の出力端としたものにおい
て、上記第２の抵抗器の抵抗値R2を上記第１の
抵抗器の抵抗値R1より大きくし、かつ、上記平
衡結線網の特性インピーダンスZ02と抵抗値R2の
比Z02／R2を２線式線路の特性インピーダンスZ01
と抵抗値R1の比Z01／R1に等しくしたことを特徴
とする抵抗ハイブリツド回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23978A JPS5493947A (en) | 1978-01-06 | 1978-01-06 | Resistance hybrid circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23978A JPS5493947A (en) | 1978-01-06 | 1978-01-06 | Resistance hybrid circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5493947A JPS5493947A (en) | 1979-07-25 |
| JPS6138657B2 true JPS6138657B2 (ja) | 1986-08-30 |
Family
ID=11468409
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23978A Granted JPS5493947A (en) | 1978-01-06 | 1978-01-06 | Resistance hybrid circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5493947A (ja) |
-
1978
- 1978-01-06 JP JP23978A patent/JPS5493947A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5493947A (en) | 1979-07-25 |
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