JPS61276409A - ビデオレコ−ダのデイジタル速度修正器用可変デイジタル移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、可変ディジタル移相器に係わり、特に前記の
ような移相器が用いられるビデオレコーダ用ディジタル
速度修正器に係わる。

友五亘Ｉ ビデオレコーダにおいては、速度修正器は記録されるビ
デオ信号の一時的基準値とカメラ装置により発せられた
対応するビデオ信号の一時的基準値との間に生じる位相
誤差を修正する円替を有する。公知のような速度修正器
は、位相遅れを遅延線によって補償する純粋にアナログ
的な方法の適用を必要とするか、或いはまた該修正器に
は、記録されるビデオ信号の一時的基準値とカメラ装置
により発せられた対応するビデオ信号の一時的基準値と
の間に生じる位相誤差の関数として位相変調される標本
化クロックを具備した、ディジタルモードでもアナログ
モードでも動作するハイブリッドデバイスが用いられる
。

上記選択的な二つの場合の何れにおいても、使用遅延線
並びに標本化信号の位相変調を可能にする電圧制御型発
振器が調整を必要とし、その結果上述したような速度修
正器を具備したビデオレコーダの原価が少なからず上昇
する。

この欠点は明らかに、完全にディジタルな位相修正デバ
イスを用いることによって解消され得るが、その場合も
主に前記デバイスの実用化には多数のディジタル演算器
が必要であるとの理由がらコスト的に非常に不利である
。

Ｉ発明の概要 本発明は、上段に大略述べた欠点の克服を目的とする。

そのために／本発明は、可変ディジタル位相器であって
、所定偶数Ｎ個の係数を有する非再帰トランスバーサル
ディジタルフィルタから成る、伝搬時間を変更し得る位
相修正器を実質的に含む移相器を提供し、その際前記位
相修正器は、可変ディジタル移相器の総利得をほぼ一定
にするために前記位相修正器の利得の変化を修正する振
幅修正器に接続されている。

本発明はまた、記録されるビデオ信号の一時的基準値と
カメラ装置により発せられたビデオ信号の−・時的基準
値との位相誤差を修正するｔｉ能を有するディジタルビ
デオレコーダ用速度修正器も提供し、上記可変ディジタ
ル移相器は実質的に該修正器に包含される。

本発明のその他の諸特徴は、添トＪ図面を参照しつつ以
下の記述に明示する。

１止１ 本発明による速度修正器に適用される可変ディジタル移
相器は、ビデオ信号同期化信号による所定の画像線の走
査の間に生じる誤差を修正する機能を有する。この修正
は、ビデオ信号によって搬送される色信号（クロミナン
ス信号）の位相回復は保証するが、記録されるビデオ信
号を記録用設備の線位相に位相調整することは保証しな
い。

換言すれば、適時自由に変化する記録ビデオ信号は速度
修正器によって、ビデオ信号の線引返しの時間間隔内で
安定な信号に変換される。適用の修正原理を、第１図の
時１ｊ−波形グラフを参照しつつ以下に説明する。説明
をより明快にすべく、ビデオレコーダの読取ヘッドによ
って、カメラ装置により発せられた対応信号Ｖ　（ｔ）
に関して復元される正弦波信号Ｖ’（ｔ）について検討
する。第１図は上記２倍号の標本ｅ　（ｉ）及びｅ　’
（ｉ）も示し・これらの標本ｅ　（ｉ）及びｅ’（ｉＨ
ｊ：間隔１／４Ｆｅ！を置いて取得されており、ここで
Ｆｅはカメラ装置によって発せられた色副搬送位相基準
信号（ｃｏｌｏｒ　５ｕｂｃａｒｒｉｅｒ　ｐｈａｓｅ
　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｉｇｎａｌ）の周波数を表わ
す。信号Ｖ（【）に比べ、出現する信を 号Ｖ’（ｔ）は時間軸誤差によって１看れる。標本化周
波数４Ｆｅによって等間隔に分布する標本ｅ　（ｉ）及
びｅ’（ｉ）は、信号Ｖ　（ｔ）及びＶ’（ｔ）を瞬間
的な時間軸誤差α（ｉ）を伴って表わす。信号Ｖ’（ｔ
）を修正するには、標本ｅ　（ｉ）が時点ｔ（１）にお
ける標本ｅ　’（ｉ）及び位相誤差α（ｉ）から露１算
されなくてはならない。この計算は本発明によれば、第
２図に符号１を付して概略的に示した特別設計の“全通
過″フィルタにより実施される。このフィルタ１は、標
本化された信号Ｖ”（ｔ）並びに瞬間的な位相基準値α
（＋）を受信して、Ｖ　（ｔ）に対応する修正済み信号
の標本ｅ　（ｉ）のシーケンスを発信する。標本の分布
間隔が一定なので、ディジタル゛全通過″フィルタは、
標本の位相を該標本の振幅の変調によって変更すること
を可能にする。

しかし、上記のような適用において“全通過パフィルタ
は、所与の位相基準値α（＋）に関して一定の伝搬時間
τ（ｉ）を有しなければならない。この条件は、例えば
０〜５．５ＭＨ７に含まれるビデオ周波数範囲の全体に
おいて線形位相ψ（ｉ）＝ω・τ（＋）を得るために必
要であり、なぜなら非線形位相は色忠実度に悪影響を及
ぼす微分位相歪を生じるからである。従って、上記のよ
うな条件の下では、′全通過パフィルタは可変遅延線と
等価である。

ビデオレコーダテープ上で読取られるビデオ信号の速度
誤差である細密位相誤差に対応する清明位相基準値α（
ｉ）は、ＰＡＬシステムあるいはＮ　Ｔ　Ｓ　Ｇシステ
ムと呼称される色を位相０表わすテレビシコン規格にあ
る色副搬送の１周期の全体にわたって計算される。ＳＥ
ＣＡＭシステムとして知られているテレビジョン規格で
は、水平同期化パルスにおいて相対当量が測定される。

これらの条件下に、位相誤差は２πラジアンの角度範囲
全体にわたって表わされ得、ｎ・π／２ラジアンである
総誤差は標本化周期のｎ倍に相応する標本化されたビデ
オ信号を〆変位させ、かっこの周期を色副搬送周波数の
値の４倍の値に選択することによって修正される。この
ことは、測定値α（ｉ）に含まれるクロックパルス標本
化ステップの総数に対応して信号を修正した後、一つの
標本化ステップ（０，π／２）内の誤差の修正を可能に
する。

６２５本線の規格では、上記ステップの持続時間は５６
ｎｓであり、一方５２５本線の規格では７０ｎｓである
。

−例として、細密位相誤差の測定値はデイジタルコー・
ドで表現され、また〆２πラジアンの角度範囲に関する
５１２レベルあるいはπ／２ラジアンの角度範囲にｒ＠
す“る１２８ステツプに対応する、長さ９ビツトのワー
ドによって表わされ得る。この場合／　Ｐ　Ａ　Ｌ規格
では、基本ステップの範囲は９０゛の１／１２８もしく
は０．７°であるか或いは０．４４ｎｓである。当然な
がら、何れの構成が採用されるにせよ速度修正器の固有
誤差は、測定の正確さを維持するべく細密誤差測定値に
比べて無視できる程度でなければならないと理解される
。

本発明による低域フィルタは、理想的な低域フィルタの
インパルス応答に可能な限り近似するインパルス応答を
有し、その際上記理想的低域フィルタは第３図に概略的
に示した、カットオフ周波数ｆＯ−ω０／２πにおける
矩形の振幅／周波数応答Ｓ（ω）（ここで、ｆＯは標本
化周波数の１／２もしくは基準周波数の２倍に等しい）
と、関係式 ％式％（１） を満足する第４図に示した時間応答Ｒ（［）とによって
特徴付けられる。

第４図に示したＲ（【）のグラフは、関係式によって定
義される応答Ｓ（ω）の逆フーリエ変換を計算すること
によって得られる。

等価ディジタルフィルタのインパルス応答を、第５図の
グラフに示す。

上記のようなフィルタの構成の一例を第６図に示す。第
６図のフィルタは非再帰トランスバーサルフィルタ（ｎ
ｏｎｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ　ｆ
ｉｌｔｅｒ）の構造を有し、互いに直列に接続されかつ
７周波数４Ｆｅで動作するレジスタ２〜５のアレイによ
っで構成されている。レジスタ２〜５の各出力は、乗算
回路７〜１１を介して加算回路６に接続されている。

Ｐ波されるべき信号は、上記構成において直列に接続さ
れたレジスタ２〜５により時点ｔ（１）において時圏的
に分割され、上記レジスタ２〜５は標本ｎ（１）を所定
の標本化周波数４Ｆｅの比率で発信する。上述した諸Ｖ
Ｉｍを有するアイジタルフィルタは、時点１　（＋）に
おいて採取されかつ乗算回路７〜１１０入力に与えられ
た係数ｋ　（ｉ）を乗ぜられた標本ｎ（１）の和を加算
回路らで形成することによって実現される。第５図に示
した、周波数４Ｆｅで採取される応答の標本の振幅によ
って、時点ｔ（１）に得られるＰ波される信号に乗ぜら
れるべぎ係数ｋ　（ｉ）が与えられる。

当然ながら、上述の内容から、シャノン（ｓｈａｎｎｏ
ｎ）の定理の諸条件が満足されること、及び係数ｋ　（
ｉ）の個数が限定されないことが示唆される。実際のと
ころ、第５図に示したフィルタのインパルス応答はいわ
ば切取られ、それは用いられる係数の個数が有限である
からで、上記フィルタのスペクトル応答Ｓ（ω）はＷ、
想的低域フィルタの所定スペクトル応答に厳密に対応し
ないからである。

更に、ビデオ信号の２個の標本ｎ　（ｉ）　、　ｎ　（
ｉ＋１）間の間隔が一定でかつ標本化周期τ（ｅ）＝１
／４Ｆｅに等しいので、オーダｎ（ｉ）の標本の位相に
関するオーダｎ　（ｉ＋１）の標本の位相はψｒ１（ｉ
＋１）−ω、・τｅに等しい。

通常、奇数段フィルタ、即ち奇数である個数Ｎ個の係数
を有するフィルタはＮ二１．τｅに等しい一定の遅延時
間を有し、この遅延時間は標本先回１１τｅの総数に対
応する。偶数段フィルタもベニニ」−・τｅに等しい・
一定の遅延ｖＩ間を有し、この遅延時間は周期τｅの１
７２周期の総数に対応する。

従って、段数を選択することにより、ｐ・τｅとｐ・τ
ｅ±τｅ／２との間での位相を実現し得、その際ｐは整
数である。

例えば、用いられるフィルタが段数Ｎ−５及び段数Ｎ＝
４のフィルタである場合、振幅／周波数応答Ｔ（ω）が
１に等しい領域において、フィルタの入力に付与された
ディジタルビデオ信号ｆ　（ｔ）の関数として対応フィ
ルタの出力において得られるディジタルビデオ信号ｆ’
（ｔ）は次の式で表わされる。

Ｎ・−５の場合　−＋　　ｆ’（ｔ）−ｆ（ｔ−２ｒｅ
）Ｎ−４の場合　−＋　　ｆ　’（ｔ）−ｆ　（ｔ−１
，５ｒ　ｃ）本発明による非再帰フィルタのベクトル表
示利用による絶対値決定は次のように実施される。フつ
て位相の原点が決定され、即ちψＯ＝−ω・（凡ニュ）
・τｅとなる。

第７図に示した構成要素１２〜２１によって構成される
ような段数Ｎ＝５の非再帰トランスバーサルフィルタの
場合の対応するベクトル表示について、第８図を参照し
つつ以下に説明する。

第８図の表示によれば、Ｙ軸、Ｌへの投影の和はゼロで
ある。従って位相は、位相の原点ψ０に圓し０或いはπ
に等しい。この場合、フィルタの伝達関数Ｔ（ω）の絶
対値はＸ軸上への投影の和のｋ　（ｉ）とベクトルｋ　
（−ｉ）とはＸ軸に関して対称となる。

Ｎ個の係数を有する奇数段フィルタの場合、絶対値Ｍ（
ω）は関係式 ％式％（） によって得られる。

例えば段数Ｎ＝４であるような偶数段フィルタ即ちψ０
＝−ω・　１．５τｅによって決定され、係数ｋ　（ｉ
）は第９図に示すように、即ちインパルス応答Ｒ（ｔ）
の原点ｔｏに関して対称に分布している。中央係数ｋ（
０）は存在しない。絶対値Ｍ（ω、）は、第１０図のベ
クトル表示によればＸ軸上に投影されたベクトルｋ（１
）の和の絶対値によって与えられる。第１０図の表示で
も、Ｙ軸上への投影の和はゼロである。得られるベクト
ルの位相は、位相あるかあるいはπに等しい。

偶数段フィルタの場合、絶対値Ｍ〈ω）は一般関係式 ％式％） によって得られる。

本発明による伝搬時間可変フィルタの構成は、パルスδ
（１）における低域フィルタの理想的インパルス応答に
よって実現される。上記フィルタの構成を第１１図に概
略的に示す。

第１１図のフィルタの出力におけるインパルス応答Ｒ’
（ｔ）は、τ（α）だけ遅延されたインパルス応”答Ｒ
（ｔ）に等しく、その際τ（α）−α／ωｅで、ωｅは
カラーバースト信号の位相基準値の角周波数である。こ
の原理は、低域フィルタの伝達関数Ｔ（ω）の絶対値Ｍ
（ω）が有用な通過低域において１に等しければ有効で
ある。カットオフ周波数ｆＯが標本化周波数の１／２即
ち２Ｆｅに対応゛する理想的な奇数段低域フィルタは、
第１２図に示したような標本化インパルス応答を与える
。ｉがＯに異なる条件で係数ｋ（１）が総てゼロである
ことが、第１２図から明らかである。係数ｋ（０）のみ
が１に等しく、フィルタの遅延時間は一定でｔ（ｉ）に
等しい。一定の遅延時間ｔ（ｉ）＋Ｔｅ、ここで（Ｔｅ
−π／２ωｅ）を有する同じフィルタでは、ｋ１以外の
全係数がピロであり、このフィルタの場合は係数に１が
値１を有する。一定の遅延時間ｔｉ−Ｔｅ／２を有する
同じフィルタも、第１３図の計数ｋ　（ｉ）によってイ
ンパルス応答Ｒ（ｔ）を生成することにより実現される
。

基準遅延時間ｔ（ｉ）に関して任意の所定遅延時間τ（
α）を有する低域フィルタは通常、インパルス応答Ｒ（
ｔ）をτ（α）だけ変位さゼてから標本化して係数ｋ　
（ｉ）の値を得ることによって実現される。この方法は
、ビデオ信号の細密時間軸誤差を修正する速度修正器の
構成に用いられる。

係数ｋ　（ｉ）の個数は実際り限定され、従って振幅／
周波数応答は必要な遅延時間τ（α）に従属して変化す
る。この振幅変化は低周波スペクトル並びに色副搬送波
近傍のクロミナンススペクトルに、特に有害な雑音を発
生する。従って、係数ｋｍは、周波数スペクトルの上記
２点の振幅及び位相の変化が確実に回避されるように社
１算される。

上記原理による構成を、第１４Ａ図〜第１４Ｄ図を参照
しつつ以下に説明する。第１４Δ図は、４個の係数ｋｌ
（α）〜に４（α）を有する非再帰トランスバーサルフ
ィルタの形態の位相修正器の構成を示し、この位相修正
器は３個のレジスタ２２．２３及び２４と、加算回路２
５と、４個の乗算器２６〜２９とによって構成されてい
る。第１４８図〜第１４［）図は第１４Ａ図のフィルタ
のインパルス応答並びに該フィルタの伝達関数の絶対！
ｆｔＭ（ω）を、それぞれ値Ｏ９π／２及びπ／４であ
る位相ずれαに関して示す。

上記構成において、フィルタの遅延時間τ（α）−α／
ωｅはαがＯからπ／２に変化すると０からＴｅに変わ
る。位相誤差π／２を０倍する全ステップが、レジスタ
２２〜２４で構成された基本遅延段をｎ７ｅだけ変位さ
せることによって修正される。インパルス応答Ｒ（ｔ）
をｓｉｎ　２α／２αの形態に維持すると、上記絶対値
は一定でなく、第１４Ｄ図に示したようにα−π／４、
即ちτ＝Ｔｅ／２において最大値を取り、位相のＩＮ；
Ｌ点は係数に２によって確立される。

係数ｋ（＋）　　（α）の決定は、修正器の出力におい
て周波数スペクトルの２点がＭｔＱ遅延時間τ（α）−
α／ωｅの値の如何にかかわらず、１に等しい一定の絶
対値Ｍ（ω、α）並びに−ω・τ（α）　（ここでて（
α）−α／ωｅ）に等しい位相ψ（ω、α）を有するこ
とが保証されるように中ｆｋ者４ｐ＊　Ｌ　　Ｌ−ｒｌ
　Ｑ　占・ｎｌ＋　　ｔ−ｓ　−＾ｎ　１ｔｚ、−、−
ｔ、−ｔｓ＝π／２Ｔｅである。これらの条件は、低周
波線構′ｌｈｌ＆音並びにクロミナンススペクトルにお
ける色の位相及び振幅の雑音を防止するために必要であ
る。

第１５図及び第１６図に示した対応するベクトル表示が
、係数ｋ　（ｉ）から絶対ｉｉｉＭ（ω、α）及び位相
ψ（ω、α）を決定するのに用いられる。

第１５図において、ベクトルｋ　（ｉ）（α）のＸ軸上
への投影の和から、関係式 ％式％（） によって×（ω、α）が得られる。

ベクトルｋ　（ｉ）（α）のＹ軸上への投影の和は、関
係式 ％式％） に４　（ａ　）　　５ｉｎ（−２ωＴｅ）　　　（７）
によってＹ（ω、α）をもたらす。

絶対（ａＭ（ω９α）及び位相ψ（ω。α）は式（６）
及び（７）から、関係式 ψ（（Ｚ）、　ａ　）　−Ａｒｃ　ｔｏ　（Ｙ（ω、　
ｌ／Ｘ（ω、　１）によって導かれ得る 上記から遅延時間τ°（ω、α）も、関係式によって導
かれ、この遅延時間は所望の理論遅延時間で（α）−α
／ωｅと比較される。

ω＝ωｅの点では、ベクトル表示は第１６図のようにな
る。第１６図に基づいて、次の２関係式が立てられ得る
。

ｋ２（α）−に４（α）−ｃｏｓ（−α）　　　　　　
（Ｉｔ）ｋｌ（ｃｌ　　−に３（ｃｘ）　＝ｓｉｎ　（
−α）　　　　　　　（１２）方程式（１１）及び（１
２）は、絶対値Ｍ（ωｅ、α）にｓ！ｕられた条件、即
ら Ｈ（ωｅ、　ａ＞　−ｃｏｓ　　ａ＋　ｓｉｎ”ａ＝１
　　（１３＞を証明する。

ω＝０に関しては、絶対値Ｍ（０，α）が１に等しくな
ければならないという条件の結果として第三の方程式、
即ち に１（α）＋に２（α）十 に３（α）＋に４（α）＝１　　　（１４）が得られる
。

ω−〇の場合位相は重要Ｃないので、上記条件によって
次の点が指摘され得る。即ち、ωがＯに近付く時、余弦
が１に近付くのでＸ（ω→０．α）の極限が１に近付き
、またｓｉｎωＴｅはωが０に近付くとωＴｅに近付く
のでＹ（ω→Ｏ９α）の極限はωＴｅ　−［ｋｌ（α）
−に３（α）−２に４（α）１に等しいという点である
。Ｘ（ω→Ｏ１α）及びＹ（ω−〉０．α）を求めるこ
とによって、位相φ（ω→０．α）が関係式 ％式％）） によって決定され得、上記２式から ψ（ω→０．α）−Ｙ（ω→０．α） となる。従ってフィルタの遅延時間は、τ°（ω→０．
α）＝−ユＹ（ω−〉０．α）ω −Ｔｅ（−に１（α）十に３（α）＋２に４（α））と
なる。

この遅延時間τ°（ω→０．α）は所望の遅延時間、即
ちτ（α）＝α／ωｅに等しくなければならず、このこ
とから、 Ｔｅ（−に１　（α）　十に３（１＋２に４（１）＝　
　　＝ω　ｅ が導かれる。

上記関係式から第四の方程式 が得られる。

方程式群によって係数ｋ　（ｉ）が計算され１９る。

上記方程式群を解くことによって、 が得られ、その際αは０とＴｅとの間にある遅延時間に
関してＯからπ／２に変化する。

第１７図に、係数ｋ（ｉ）　　（α）によって得られる
フィルタのインパルス応答（Ｂ）を示す。このインパル
ス応答は５ｉｎ２α／２αに等しいインパルス応答を有
する第３図のモデルフィルタの理論インパルス応答（Ａ
）と比較される。

値αにおけるインパルス応答８の標本化によって、位相
修正器の係数ｋ　（ｉ）　（α）が得られる。

係数ｋ（ｉ）（α）を求めることにより、第１８図に示
した絶対値Ｍ（ω、α）並びに位相φ（ω。

α）の計算が可能になる。位相ψ（ω、α）から、基準
値τ（α）−α／ωｅ＆−圓する伝搬時ｌＩｌ誤差が導
かれる（第１９図）。

伝搬時１１ｆｆｉ誤差は、関係式 ％式％） を証明する。

第１９図に示した例では、有用な通過帯域は、Ｏ〜５．
５ＭＨ２の！！囲内であり、伝搬時間の誤差ε（ω、α
）は完全に無視し得、その値は０．４ｎＳを下回る。周
波数が３．５ＭＨ２内外である場合、第１８図に示した
絶対値Ｍ（ω、α）はαの関数としてＯｄｅから０．４
ｄＢまで変化し、即ち利得が１から　１．０４５５まで
変化する。変化曲線はＡ　Ｘ　５ｔｎ２αの形態で、そ
の際Ａ　−１，０４５５であり、最大値はα−π／４に
おいて決定される。この利得変化は、約４．５％である
無視し難い振幅雑音を生じさせる。絶対ＩＭ（ω、α）
が得られれば、３ＭＨ２にごく近い値Ｆにおける位相修
正器の利得変化ΔＡ　（（Ｚ　）　＝　１．０４５５Ｘ
　５ｉｎ２ａを引出すのに有用である（第１８図）。第
２１図に示した構成例は、位相修正器の出力における利
得変化を最小にすることを可能にする。図示したデバイ
スは上述したような４係数位相修正器３０と、帯域フィ
ルタ３２、加算回路３３及び乗算回路３４によって構成
された利得修正器３１とを含む。このデバイスは、振幅
修正後の利得Ａ’　　（ω、α）を得るべく速度修正器
の出力において利＃ＲＡ（ω、α）から値Ｃ（ω、α）
を減じるという機能を有し、上記利得Ａ’　　（ω。

α）はω及びαの値の以下にかかわらずほぼ一様で、実
際上一定な遅延時間値における速度修正器の位相を維持
する。線形位相の（ＭｌＩＩｖＩ間が一定である）帯域
フィルタ３２が、利得の変化Ｆ（ω）をもたらず。フィ
ルタ３２は、利得がω＝０及びω−ωｅの時ピロとなり
、かつ約３Ｍ　Ｈｚにおいて最大となるように決定され
る。Ｆ（ω）にαの関数である比例定数■（α）を乗じ
なければならないことは明らかである。これらの条件下
に、値Ｃ（ω、α）は方程式 ％式％） を満足する。

帯域フィルタ３２の−・構成例を、第２２図に示す。

図示したフィルタ３２は、中央の係数に関して対称であ
る総数５個の係数を有する通常の非再帰トラスバーサル
フィルタから成る。このフィルタは、直列に接続された
４個のレジスタ３５〜３８を含み、これらのレジスタ３
５〜３８は５個の乗算１５１４０〜４４を介して加算回
路３９と接続されている。第２２図のフィルタが２標本
化周期に等しい一定の遅延時間を有するとすると、次の
関係式が得られる。

２に’　Ｉ　Ｘｃｏｓ　（２ｃｃ＋−ｒｅ）＋　２辷’
　２　Ｘｃｏｓ（ωＴｅ）＋ｌｊ’３＝Ｆ（ω）　　　
　　　　　　　　　（２３）ω＝Ｏの時　　Ｆ（ω）　
−０”　２［’　１　＋２に′２４に′３（２４） ω＝ωｅの時　Ｆ　（１−ｏ−＝−ｚｂ′１＋に’　３
　　　　　　　　　　　（２５）フィルタの中点におけ
るものと同じ位相を得るぺ＜ｋ’　　３−−１と選択す
ることによって、１、：’１＝−０，５４’２＝１．に
’３＝−１（２Ｇ）が得られ、これらから Ｆ（ω）−一〇０８（２ωＴｅ）＋ ２ｃｏｓ　（ωＴ　ｅＬ−１（２７） となる。

Ｆ（ω）は、ωに閣するその導関数１：′（ω）がゼロ
或いはＦ’　　（ω）＝　２Ｔｅ　Ｘ５ｉｎ（２ωＴｅ
）−２Ｔｅ　Ｘ５ｉｎ（ωＴｅ）＝Ｏ即Ｆ）Ｆ’　　（
ω）−ｓｉｎ（２ωＴｅ）−ｓｉｎ（０Ｔｅ）＝＝Ｏで
ある場合に最大値を取り、また５ｉｎ（２ωＴｅ）を１
１　ＵＭ’することによって２ｓｉｎ　（ωＴ　ｅ）　
Ｘ　ｃｏｓ（ωＴ　ｅ）＝　５ｉｎ（ωＴ　ｅ）が得ら
れ、このことから、 ｃｏｓ（ωＴ　ｅ）　−０，５ 従って π　　　　　　　　　　π ωＴｅ１ｌｌｌ−及びω−３Ｔｅ　−２πＦが得られる
。

従って、Ｆ　（ｌはＦ−１／６Ｔｅ　−３ＭＨｚにおい
て最大となる。

Ｆ＝３ＭＨｚにおけるＦ（ω）の最大利得は、上記の場
合、 となる。

係数１（α）は、次の関係を証明する。

π Ａ　（３Ｍｌｌｚ　、　−、）　＝　１．０４−ｒ！；
において、 π　　　　　　　　　π Ａ’　　（３Ｍｌｌｚ　、　−４）　−Ａ　（３ＭＨｚ
　、　−、）　＋π　　　　　　　　　　　π Ａ　（３ＭＨｚ　、　−４）　ＸＦ（３ＭＨｚ　）　ｘ
　Ｉ　（−４）即ち、 Ａ’　−１＝　　１．０４５５　＋　（０，Ｓｘ　　１
．０４５５）ｘ　Ｉ　（匹）す、そこでＩ１１数■（α
）は Ｉ　（ａ　）　＝　−０，０８７Ｘ　５ｉｎ２α（２８
）となる。

この関数は、位相標準として値αを受取るＰＲＯＭメモ
リに値１（α）を記憶させることによって取得できる。

振幅修正後に得られる絶対値を第２３図に示す。ε（ω
、α）に変化は無く、即ち第したようにして構成すべく
、第１４Ａ図の位相修正フィルタと第２１図の利得修正
器３１との組合わせを第２４図に示す。第１４Ａ図の場
合同様、第２４図の位相修正器も４個の乗算器２６〜２
９と、加算回路２５とから成る。利得修正器も第２１図
及び第２２図におけるのと同様に、先に述べた構成要素
３５〜４４から成る非再帰トランスバーザルフィルタ３
２と、加算回路３３と、乗算器３４とによって構成され
ている。加算回路２５の出力は、レジスタ３５の入力並
びに乗算器４０のオペランド入力によって構成された利
得修正器３１の人力に接続されている。プログラム可能
なり一ドオンリメモリ即ちＰＲＯＭ４５は、関係式（１
６）、（１７）、（１８）および（１９）によって予め
定義された係数ｋ　（ｉ）　（α）及びＩ（α）を記憶
している。前記係数は位相ずれαによってアドレスされ
る。係数ｋ（ｉ＞（α）は乗算器２６〜２９の第１のオ
ペランド入力に与えられ、また係数■（α）は乗算器３
４の第１のオペランド入力に与えられる。

乗算器２６〜２９の第２のオペランド入力は直列に配置
されたシフトレジスタ４６−５１の出力とマルチプレク
サ５２を介して接続されており、前記マルチプレクサ５
２は、＠算器２６〜２９の第２のオペランド入力を、第
２５図に示した状態回による位相ずれαとの関連におい
てレジスタ４６〜５１の６個の出力（ｂ。

ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ）並びにレジスタ４６の入力と接続
する。

利得修正器３１によって生じる遅延は、位相修正器の出
力と加算回路３３の一方のオペランド入力との間に直列
に配置された２個のレジスタ５３及び５４によって補償
され、前記加算回路３３の他方のオペランド入力は乗算
器３４の出力と接続されている。

上述のように構成された速度修正器は、係数ｋ（１）（
α）及びｌ（α）による乗粋を行なう乗算器を５個しか
具備しない。振幅修正器の帯域フィルタの係数に’（ｉ
）は固定値を有するので、これらは結線によってｆ！Ｊ
　１１にｒａ立される。第２４図のアセンブリのインパ
ルス応答を第２６図の、接続時間”［ｅの単一パルスに
よる速度修正器内の循環をシミュレートする表に示す。

第２６図の表において、ｋ、’１１．に’２及びに′３
の値はそれぞれに’　１　＝−０，５、ｌ（’　２　＝
１及び／（’　３−−１で、従ってαとは無関係である
。

表から得られる８個の項Ｋ（＋）（α）は、時点ｔ＋　
ｉ　Ｔｅにおけるインパルス応答の標本を表わす。

上記から、本発明による速度修正器が８個の係数Ｋ（ｉ
）（α）を有する唯１個のフィルタによっても達成され
得ることが明らかである。しかし、そのような設貫１で
は５個Ｃはなく８個の乗算器が必要となり、ＰＲＯＭの
記憶容量もはるかに大きなものが要求されるので、この
方策は高価なものとなる。

また、例えば標本化層ｌＩ内のあらゆる位相誤差を修正
するといった、構成の何らかの変形例においては、マル
チブレフナ５２を省いて乗算ＰＪ　２６〜２９の第２の
オペランド入力Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄを入力Ｂ。

Ｃ，Ｄの場合は直列に接続された３個のレジスタの出力
と夫々に、また入力への場合はビデオ信号の標本を受信
する第１のレジスタの入力と直接接続することによって
第２４図に示した構成図が簡略化され得る点が指摘され
よう。

更に、本発明は振幅修正器の構成に５係数フイルタを用
いることに限定されるものではなく、従って任意の奇数
段のフィルタを採用し得ることら指摘されるべき点であ
る。但しその場合には、振幅修正されない経路の遅延時
間が帯域フィルタの遅延時間に等しいことが保証される
ように配慮されなければならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による速度修正器に用いられる位相誤差
修正原理を示す時間−波形グラフ、第２図は本発明によ
る速度條正杢の構成に用いられる原理を示す説明図、第
３図は理想的な低域フィルタの振＠／周波数応答を示す
説明図、第４図は理想的低域フィルタのインパルス応答
を示す説明図、第５図は線形位相ディジタル低域フィル
タを得るべく理想的低域フィルタのインパルス応答を標
本化するモードを示す説明図、第６図は線形位相ディジ
タル低域フィルタの構成を示す説明図、第７図は奇数段
ディジタルフィルタの−・構成例を示す説明図、第８図
は第７図のフィルタの伝達関数の絶対値を決定する方法
をベクトルを用いて示す説明図、第９図は偶数段フィル
タの係数ｋ（ｉ）の分布を示す説明図、第１０図は偶数
段フィルタの伝達関数を決定する方法をベクトルを用い
て示す説明図、第１１図は伝般時間可変フィルタの等価
説明図、第１２図は理想的な奇数段低域フィルタのイン
パルス応答を示す説明図、第１３図は１／２標本化周期
の遅延で標本化された理想的低域フィルタのインパルス
応答を示す説明図、第１４Ａ図〜第１４Ｄ図は４個の係
数を右する位相修正器のインパルス応答並びに絶対値Ｍ
（ω）の変化を示す説明図、第１５図及び第１６図は第
１４Ａ図の４係数フイルタの係数ｋ（１）に関して得ら
れる絶対値Ｍ（ω）及び位相φ（ω、α）をベクトルで
示す説明図、第１７図は第１４Ａ図のフィルタのインパ
ルス応答を示す説明図、第１８図は第１４Ａ図のフィル
タの伝達関数の絶対値Ｍ（ω）の、周波数に従属する変
化の曲線を示すグラフ、第１９図はフィルタの伝搬時間
の所望の位相基準値に関する誤差を示すグラフ、第２０
図は速度修正器の利得変化を修正するのに用いられる振
幅修正原理を示す説明図、第２１図は本発明による速度
修正器の構成を示すブロック線図、第２２図は５個の係
数を有するディジタル帯域フィルタの説明図、第２３図
は第２１図の位相修正器の出力に対する振幅修正の後に
得られるフィルタの伝達関数の絶対値の変化曲線を示す
グラフ、第２４図は本発明による速度修正器の構成を示
す説明図、第２５図は位相修正器の入力においてビデオ
信号を切換える方法の説明に用いられる状態図、第２６
図は８係数フイルタに相当する速度修正器フィルタのイ
ンパルス応答を示す。 １・・・・・パ全通過”フィルタ、２〜５．２２〜２４
．３５〜３８．５３．５４・・・・・・レジスタ、６．
２５．３３．３９・・・・・・加算回路、７〜１１．２
６〜２９，３４．４０−４４・・・・・・乗算器、１２
〜２１・・・・・・構成器素、３０・・・・・・位相修
正器、３１・・・・・・利得修正器、３２・・・・・・
帯域フ、イルタ、４５・・・・・・ＰＲＯＭ。 ４６〜５１・・・・・・シフトレジスタ、５２・・・・
・・マルチプレクサ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）可変ディジタル移相器であって、所定偶数Ｎ個の
   係数を有する非再帰トランスバーサルディジタルフィル
   タから成つて、伝搬時間を変更し得る位相修正器を含み
   、この位相修正器は、可変ディジタル移相器の総利得を
   ほぼ一定にするために前記位相修正器の利得の変化を修
   正する振幅修正器に接続されている移相器。
2. （２）振幅修正器が帯域フィルタと乗算回路と加算回路
   とを含み、前記加算回路はその第１の入力によつて帯域
   フィルタの入力と、また第２の入力によって乗算回路の
   出力とに接続されており、また乗算回路はその第１の入
   力に基準位相情報を受取り、かつ第２の入力によって帯
   域フィルタの出力と接続されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項に記載の移相器。
3. （３）帯域フィルタが所定奇数Ｍ個の係数を有する非再
   帰トランスバーサルディジタルフィルタから成ることを
   特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の移相器。
4. （４）位相修正器を構成する非再帰トランスバーサルデ
   ィジタルフィルタが、基準位相αの値に従属する４個の
   係数ｋ＿１（α）、ｋ＿２（α）、ｋ＿３（α）及びｋ
   ＿４（α）を有するフィルタであり、 前記４個の係数ｋ＿１（α）、ｋ＿２（α）、ｋ＿３（
   α）及びｋ＿４（α）は方程式 ｋ＿２（α）−ｋ＿４（α）＝ｃｏｓ（−α）ｋ＿１（
   α）−ｋ＿３（α）＝ｓｉｎ（−α）ｋ＿１（α）＋ｋ
   ＿２（α）＋ ｋ＿３（α）＋ｋ＿４（α）＝１ −ｋ＿１（α）＋ｋ＿３（α）＋ ２ｋ＿４（α）＝（２α）／π によつて互いに関係付けられ、移相されるべき信号の再
   帰周波数の４倍に等しい周波数で標本化されることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項から第３項のいずれかに
   記載の移相器。
5. （５）帯域フィルタが夫々値が−０．５、１、−１、１
   及び−０．５である５個の係数を有する非再帰トランス
   バーサルディジタルフィルタであることを特徴とする特
   許請求の範囲第２項から第４項のいずれかに記載の移相
   器。
6. （６）４個の係数ｋ＿１（α）、ｋ＿２（α）、ｋ＿３
   （α）及びｋ＿４（α）の値が、基準位相値αによって
   アドレスされたプログラム可能なリードオンリーメモリ
   内に記憶し保持されることを特徴とする特許請求の範囲
   第４項または第５項に記載の移相器。
7. （７）特許請求の範囲第１項から第６項のいずれかに記
   載の移相器のビデオレコーダ用ディジタル速度修正器の
   構成への適用。