KR20050085709A

KR20050085709A - 콤 필터

Info

Publication number: KR20050085709A
Application number: KR1020057011121A
Authority: KR
Inventors: 미첼 더블유. 니에우웬후이젠
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2002-12-16
Filing date: 2003-11-14
Publication date: 2005-08-29
Also published as: AU2003278532A1; CN1726723A; EP1576834A1; WO2004056132A1; US20060077302A1; JP2006510284A

Abstract

라인-로크 샘플 영역(line-locked sample domain)에서 콤 필터들의 에러들을 보상하는 방법에 있어서, 입력 비디오 신호(CVBS)는 제 1 및 제 2 지연된 신호들을 획득하기 위해 라인들의 제 1 및 제 2 정수들 만큼 지연(LD1, LD2)되고, 위상 차는 상기 입력 비디오 신호(CVBS)와 상기 제 1 및 제 2 지연된 신호들 중 적어도 2개 사이에서 측정(PM)되고, 상기 위상 차에 따라, 상기 입력 비디오 신호(CVBS)의 위상 및 제 2 지연된 신호의 위상은 상기 제 1 지연된 신호에 대하여 보정(PC1, PC2)된다.

Description

콤 필터{Comb filter}

본 발명은 콤 필터(comb filter)에 관한 것이다.

많은 콤 필터들은 비디오 데이터를 샘플링하기 위해, 버스트-로크 클록(burst-lock clock)을 이용한다. 콤 필터는 라인(line)들과 필드(field)들간 부반송파(subcarrier)의 위상 관계가 매우 양호하게 규정된다는 점에서 본질적인 장점을 갖는다. 비표준이며 이상적이 아닌 상황들에서도 크로스 루미넌스(cross luminance) 억제는 매우 양호할 수 있다. 버스트 로크에 대비되는 라인-로크 클록(line-lock clock) 시스템에 있어서, 비표준 라인 주파수들에 심각한 문제점들이 있는데, 편이하는 라인 주파수가 크로스 루미넌스 억제를 감소시킬 것이기 때문이다. 또한, 라인-로크 클록은 양호하게 설계된 버스트-로크 시스템으로부터 예측될 수 있는 것 보다 많은 지터를 신호내에서 생성할 것이다. 따라서, 3차원-콤 필터에 대해 특별한 측정 방법을 추가할 필요가 있다.

문제점

비표준 라인-주파수들

라인-로크 샘플 영역을 가정한다. 이러한 영역 내의 비디오 신호는 라인 주파수에 관계없이 라인당 일정한 수의 샘플들을 갖을 것이다. 최악의 경우에 라인 주파수는 공칭 주파수로부터 4% 편이할 수 있고, 이는 (라인당 일정한 수의 픽셀들을 가정하면) 샘플 주파수들이 ±4% 변동하는 것을 의미한다. 크로미넌스(chrominance) 부반송파 주파수는 거의 일정하고, 따라서 샘플링 격자(sampling grid)에 비례하여, 부반송파 주파수는 라인 주파수의 함수로서 -/+ 4% 변할 것이다.

예시로서, 0.1%인 라인 주파수가 너무 높다고 가정하자. 라인-로크 격자상에서, 상기 라인 주파수는 공칭 주파수 보다 더 낮은 0.1%(4433Hz)인 컬러 부반송파를 샘플링한 이후에 전달된다. 정확히 한 라인 떨어진 2 지점들을 취한다면, 그들은 120도의 부반송파 위상 오차를 갖을 것이다. 이것과 크로스 루미넌스 억제를 위해 요구되는 1.. 2도의 정확성을 비교하면, 라인 로크 샘플 격자는 특별한 보정 수단이 취해진다면 콤 필터와 단지 결합이 가능하다.

시간 콤 필터는 비표준 조건들하에서 오프(off)로 전환된다고 보통 받아들여지기 때문에, 이러한 문제는 주로 공간 콤 필터에 대해서 중요하다.

지터(jitter)

수평 동기 재생의 PLL의 시상수는 일반적으로 다수의 TV 라인들이다. 상기가 의미하는 것은 때가 되면 함께 접하는 라인들 사이에서 지터는 무시할 수 있지만, 때가 되면 더 멀어지는(예를 들면, 1 필드 이상 떨어지는) 라인들에 대해서, PLL은 노이즈를 양호하게 억제하지 못할 것이고 지터는 보다 더 커질수 있다는 것이다. 정규의 TV에 대해, 이것은 아직 충분하지만, 주로 2개의 고주파 부반송파들의 감산이 그들 사이의 매우 정밀한 위상을 요구하기 때문에 콤 필터에 대해서는 요구 사항들이 보다 엄격해진다. PAL에 대해 1ns 이상의 정확도가 사용되지만 라인-로크 클록의 성능은 10배 더 부정확하다.

도 1은 종래 기술의 콤 필터의 블록 다이어그램.

도 2는 본 발명에 따른 3차원 휘도 콤 필터의 블록 다이어그램.

도 3은 본 발명에 따른 위상 시프트 보정의 일반적인 블록 다이어그램.

도 4는 본 발명에 따른 콤 필터의 삼각법(trigonometric) 해결책의 블록 다이어그램.

도 5는 본 발명에 따른 진폭 측정에 의한 삼각법 해결의 블록 다이어그램.

도 6은 본 발명에 따른 위상 보정기의 삼각법 구현의 블록 다이어그램.

도 7은 본 발명에 따른 위상 보정기의 Cordic 구현의 블록 다이어그램.

본 발명의 목적은 특히, 개선된 콤 필터를 제공하기 위한 것이다. 상기 목적을 위해, 본 발명은 독립항들에 정의된 바와 같은 콤 필터를 제공한다. 양호한 실시예들이 종속항들에서 정의된다.

본 발명의 양호한 실시예에 따르면, 콤 필터에 사용되는 다른 라인들의 위상은 현재 라인의 위상에 적응된다. 이러한 관련 작동 방법은, 현재 라인의 위치 또는 위상이 변경되지 않기 때문에, 장래의 문제에 양호하게 적합하고, 따라서 콤 필터 이후에 시프트백(shift-back)할 필요성이 없고 현재 라인(의 버스트 키)은 기준 신호로서 기능하여, PLL에 대한 필요성이 존재하지 않고 잘못된 로킹이 문제가 되지 않는다. 본 발명의 특이한 장점은 위상계(phase meter) 및 위상 보정의 결합에 의해 라인-로크 샘플링 격자에 기인한 주파수 편이를 보정함으로써 달성된다.

본 발명의 상기 및 다른 특징들은 이하 기술된 실시예를 참조하여 보다 명확하고 자명해질 것이다.

도 1은 종래 기술의 라인-로크 콤 필터를 도시한다. CVBS 입력 신호는 A/D 컨버터(AD2)에 공급되고 그 후 3차원 휘도 콤 필터(3D Y CF)에 의해 콤 필터링된다. 콤 필터 출력 신호는, 컬러 디코더(COLDEC)에 컬러 정보 신호(C)를 공급하기 위해, 대역 통과 필터(BPF1)에 적용된다. 상기 컬러 디코더(COLDEC)는 UV 신호(UV')를 공급한다. 콤 필터 신호는 디지털화된 CVBS 신호로부터 감산되어 휘도 출력 신호(Y")를 형성한다. A/D 컨버터(AD)는 CVBS 입력 신호로부터 동기 세퍼레이터(synchronization separator)(SYNCSEP)에 의해 제공된 H 및 V 동기 신호로부터 PLL에 의해 획득된 라인-로크 클록에 의해 클로킹된다.

도 2에 있어서, 상기 3차원 휘도 콤 필터의 기본 구성이 주어진다. 상기 3차원 휘도 콤 필터는 공간 및 시간 필터의 결합이다. 공간 콤 필터는 현재 라인 및 동일 필드내에서 상기 현재 라인 상부 및 하부의 1(NTSE) 또는 2(PAL) 라인들인 라인들을 사용한다. 시간 콤 필터는 현재 라인 및 때가 되면 1 프레임(NTSC) 또는 2 프레임들(PAL) 떨어지는 필드인 라인을 사용한다. 움직임 검출기(motion dector)는 움직임의 국부적인 존재에 따라 양쪽 출력 사이에서 패이딩(fading) 된다. 대역 통과 필터 및 고주파 통과 필터는 선명도의 상실이 없이 크로스 루미넌스의 최적 억제를 위해 최적화된다.

디지털화된 CVBS 신호는 라인(N-2, N, N+2(PAL), 또는 N-1, N, N+1(NTSC))을 제공하기 위해 라인 메모리들 블록(LM)에 인가된다. 이러한 설명의 나머지에 있어서, 단지 PAL 상황만이 기술될 것이다; 본 분야의 당업자들은 NTSC에 적합한 실시예들에 대해 상기 기술을 용이하게 채택할 수 있을 것이다. 이러한 라인들은 대역 통과 필터 블록(BPF2), 위상-보정 블록(PC), 및 공간 콤 필터 블록(SCF)에 제공되어, 페이더(F)에 대해 하나의 입력을 제공한다. 디지털화된 CVBS 신호는 또한 필드/프레임 메모리 블록(FM)에 또한 적용되어, 라인(N-312/N-1250)들을 제공한다. 라인(N, N-312/N-1250)들은 지터 보정 블록(JC)에 인가되고 그 후 시간 콤 필터(TCF)에 인가되어 페이더(F)의 다른 입력을 제공한다. 페이더(F)는 라인 메모리들 블록(LM) 및 프레임/필드 메모리 블록(FM)으로부터 신호를 수신하는 움직임 검출기(MD)에 의해 제어된다. 페이더 출력은 콤 필터링된 휘도 신호(Y')를 획득하기 위해 라인(N) 신호로부터 감산되는 컬러 신호를 획득하기 위해 고역 통과 필터(HPF)에 적용된다.

먼저, 비표준 라인 주파수 문제에 대한 해결책이 설명된다. 나중에 우리들은 상기 방법이 지터 문제점에 대해 최소의 변경들로 적용될 수 있다는 것을 또한 알 수 있을 것이다. 상기는 비표준 라인 주파수에 대한 보정은 모든 부반송파의 측파대(side band)들에 대해 등가인 위상 이동(phase shifting)의 형태이어야 한다고 생각된다.

공간 콤 필터의 보정에 대한 일반적인 블록 다이어그램이 도 3에 도시된다. 도 3의 회로는 도 2에서 라인 메모리들 블록(LM)에 위상 보정 블록(PC)을 더한 것에 대응한다. 도 3에 있어서, 도 2의 대역 통과 필터 블록(BPF2)은 생략되어 설명을 단순히 한다. 디지털화된 CVBS 신호는 제 1 및 제 2 라인 딜레이들(LD1, LD2)에 적용된다. PAL 환경에서, 각각의 라인 딜레이들(LD1, LD2)은 2 라인 만큼 지연되고, NTSC 환경에서, 각각의 라인 딜레이들(LD1, LD2)은 1 라인 만큼 지연된다. 라인 딜레이(LD1)의 출력은 라인(N) 신호를 공급한다. 위상계(PM)는, 라인 딜레이(LD2)의 출력에 결합되고 라인 N-2 신호를 공급하는 위상 보정기(PC2)에, 그리고 반전 이후에 디지털화된 CVBS 신호를 수신하고 라인(N+2) 신호를 공급하는 위상 보정기(PC1)에 공급하기 위해 상기 라인 딜레이들(LD1, LD2)의 출력을 비교한다. 주목할 점은, 현재 라인 하부의 라인의 위상 차가 현재 라인 상부의 라인의 위상 차의 반전이 될 것을 기대하기 때문에, 우리는 하나의 위상계만이 필요하다는 점이다. 또한, 위상계 입력들은 CVBS 입력 신호 및 제 1 라인 딜레이(LD1)의 출력 또는 CVBS 입력 신호 및 제 2 라인 딜레이(LD2)의 출력, 또는 CVBS 입력 신호 및 제 1 및 제 2 라인 딜레이(LD1, LD2)의 출력 셋 모두를 수신하도록 접속될 수 있다.

위상 시프터

도 4는 삼각법 해결책(trigonometric solution)의 한 실시예를 도시한다. 도 3에 비해, 이하의 변경들이 이루어진다. CVBS 입력 및 위상 보정기(PC1) 사이에는 대역 통과 필터(BPF3) 및 힐버트 변환 (Hilbert transform) 블록(HT1)이 존재한다. 대역 통과 필터(BPF4)는 제 1 라인 딜레이(LD1)와 라인(N) 출력 사이에 놓여진다. 라인 딜레이(LD2)와 위상 보정기(PC2)의 출력 사이에는 대역 통과 필터(BPF5) 및 힐버트 변환 블록(HT2)이 존재한다. 도 2의 실시예에 있어서, 대역 통과 필터(BPF2)는 또한 라인 메모리들 블록(LM)과 위상 보정 블록(PC) 사이에 놓여졌다는 것을 주목하기 바란다. 위상 보정기들(PC1, PC2)은 각각 2개의 배율기(multiplier)들 및 상기 배율기 출력을 합산하는 위상 가산기(phase adder)를 포함한다. 위상계(phase meter; PM)는 대역 통과 필터(BPF4, BPF5)의 출력을 곱하기 위한 제 1 배율기, 대역 통과 필터(BPF4)의 출력과 힐버트 변환 블록(HT2)을 곱하기 위한 제 2 배율기, 상기 배율기들의 출력들을 수신하는 저역 통과 필터 블록(LPF) 및 위상 보정기들(PC1, PC2)에 대한 제어 신호를 공급하기 위해 상기 저역 통과 필터 블록(LPE)의 출력들을 수신하는 위상 처리 블록(PP)을 포함한다.

다음에, 위상 시프터(phase shifter)의 기능을 표준 삼각법(standard trigonometyr)에 기초하여 설명할 것이다. 우리는 도 4의 조건을 갖는다고 가정한다. 입력 신호는 콤 필터에 대해 적절한 주파수들을 갖는다는 것만을 가정한다. 실제의 콤 필터에서 대역 통과 필터는 위상 보정기의 상위에 위치할 것이다.

버스트(burst) 도중의 입력 신호들(단지 부반송파만이 존재함)

위상계(PM)에 있어서, 우리는 라인들(B, C)만을 사용한다. 위상 계측에 있어서, 우리는 라인(C)의 90도 위상 이동된 버전을 더한 2개의 입력을 필요로 한다. 상기 신호는 FIR 필터(예를 들면 인용 문헌[1]을 참조)의 특정 형태인, 입력과 출력 사이에서 90도의 표준 위상 시프트를 부여하는 힐버트 변환에 의해 생성될 수 있다. 상기 필터의 한 예는 [-1,0,-7,0,-38,0,38,0,7,0,1]/64이다. 주목할 점은 상기 계수들은 비대칭이다는 점이다. 이것은 이러한 형태의 필터의 기본 성질들 중의 하나이다.

출력 힐버트 변환(Output Hilbert transform):

우리는 이제 V_C 및 V_E를 V_B로 곱한다.

상기 신호는 저역 통과 필터링되고 그 결과는 적어도 하나의 버스트 기간 동안에 평균에 이르게 된다.

인자 A²는, 위상 시프터의 출력 신호를 변조할 것이기 때문에, 제어 함수를 교란하여 우리는 이러한 (보통 일정한) 진폭에 의해 제어 신호들을 분할해야 한다. 실제의 디바이더(divider)는 고가이므로, 보정은 우리가 위상을 평균화하는 픽셀의 수를 채택함에 의해 행해진다. 이것은 "위상 처리" 블록의 기능들 중 하나이다. 위상 처리 블록의 다른 기능은 예시로서, 버스트 동안의 계측의 평균화된 결과가 기억되어 스캔 도중에 보정하기 위해 사용되는 기능을 갖는다. 그래서, 우리는 액티브 비디오(active video) 중에:

를

제어신호로서 갖는다.

주사 도중에, 우리는 메인 입력 신호를 제어 신호들과 곱한다.

우리는, V_P가 요구된 바와 같은 라인(N-2)에 대한 구하고자 하는 위상 보정된 신호라는 것을 알 수 있다. 라인(N+2)에 대해, 이것은 라인(N-2)의 반전이기 때문에, 우리는 위상을 별도로 측정할 필요가 없다. 상기 보정은 라인(N-2)의 보정과 유사하다.

진폭 보정

이미 언급된 바와 같이, 우리는 위상 제어 신호들을 표준화할 필요가 있다. 이러한 이유로, 우리는 피드백 시스템을 이용한다. 우리는 V_J 및 V_K의 진폭을 측정한다.

V_J 및 V_K는 진폭 에러(X)를 가진다고 가정하자.

V_Q는 위상 처리 블록(PP)에서 평균화를 제어하기 위해 사용된다: 만일 1보다 작다면 우리는 평균화를 위해 보다 많은 픽셀들을 사용해야 한다. 만일 1보다 크다면, 우리는 보다 적은 픽셀을 필요로 한다. 이와 같이 하여 실제의 디바이더에 대한 요구 없이도 명쾌한 방법으로 디바이더를 실현하는 것이 가능하다.

도 4와 비교하여, 도 5에 있어서, 이러한 제어 루프가 더해진다: 위상 처리 블록(PP)의 J 및 K 출력들이 제곱되고, 상기 제곱은 합산되고, 합계(Q)는 위상 처리 블록(PP)에 적용된다. 버스트 진폭을 측정하기 어려운 방법처럼 보이지만 이후에 알게 되듯이, 다른 과제에서 이미 이용 가능한 배율기를 재사용하기 때문에 저렴하다는 것이 밝혀졌다.

지터 감소

AD 변환 또는 샘플 레이트(sample rate) 변환 도중에 도입되는 지터는 시간 변이(time shift)이다. 완전한 해결책은 반대 방향으로의 시간 변이(shift)이다. 그러나, 이 경우에 시간 변이는 작고(샘플 시간의 부분(fraction)), 우리는 부반송파에 근접한 주파수들의 비교적 협소한 대역을 보상하는 것에만 관심 있다. 이러한 조건들하에서, 위상 시프트를 갖는 시간 시프트를 근사화하는 것이 허용되고 그에 따라 위에서 언급된 동일한 방법이 사용 가능하다. 유일한 차이점은 공간 영역에서 우리는 꽤 느리게 변하는 위상 옵셋을 기대하고 지터 제거의 경우에 위상은 각각의 라인을 변경시킬 수 있다는 점이다. 그에 따라, 평균화 시간 상수는 다를 수 있다.

실질적인 실현(practical implementation)

삼각법 해결(trigonometric solution)

위에서 나타난 공식들은 직접 실행될 수 있다. 그것들을 시간으로 곱셈함에 의해 배율기의 수를 줄일 수 있다. 우리가 보정을 위해 액티브 비디오 도중에 사용하는 바와 같이, 우리는 측정을 위해 버스트 도중에 동일한 배율기를 사용한다. 그 결과, 시간 및 공간 보정의 결합을 위한 배율기의 수는 6 이외에는 단지 8이 필요해진다. 도 6의 블록 다이어그램에 있어서, 상기와 같은 다중화된 시스템(multiplexed system)이 도시된다. 이러한 실시예는, 완전한 3차원 콤 필터에 대해 필요한 바와 같이, 공간 및 시간 보정기의 결합이다. 입력들은 현존 라인, 그 공간적인 이웃들은(NTSC에 대해서는 1 라인 거리, PAL에 대해서는 2 라인 거리), 및 이전의 1, 2 또는 4 필드로부터의 시간 입력이다. 그래서, 도 6 및 7에 있어서, 출력들(N+2, N, N-2)은 공간 콤 필터에 적용되고, 출력들(N) 및 이전의 중심선에 대응하는 고역 통과 필터링된 신호(N-T)가 시간 콤 필터(도시 생략)에 적용된다.

사인 및 코사인 항(term)들을 생성하기 위해 필요한 90도 위상 시프터들은 계수들 [-1,0,-7,0,-38,0,38,0,7,0,1]/64을 갖는 힐버트 변환으로 형성된다. 이러한 필터의 위상 시프트는 모든 주파수들에 대해 정확히 90도이다. 입력과 출력 사이의 진폭 전송이, 매우 낮으며 매우 높은 주파수에 대한 통일성보다 더 작기 때문에, 상기는 우리의 목적에 사용하기에 충분한 1.8과 5 MHz 사이에서 사용될 수 있다. 위상 측정 및 시프터는, 입력이 힐버트 변환에 의해 정확하게 변형되는 주파수까지 대역폭이 제한된다면 정확하게 기능할 것이다. 공간 필터에 있어서, 콤 필터에 이미 존재하는 대역 통과 필터(BPF3-BPF5)에 의해 자동으로 충족된다. 시간 필터에 있어서, 정면에 상기와 같은 필터가 존재하지 않아서, 우리는 하나의 대역 통과 필터(HPF2)를 추가해야 한다. 사실, 우리는 2개의 대역 통과 필터(HPF1, HPF2)를 추가해야 하는데, 그 이유는 동적인 피킹(peaking) 움직임을 양호하게 유지하기 위해서 주경로 내에 필터(HPF1)가 있어야 하기 때문이다. 이러한 필터들은 계수가 [-1,0,-6,0,-15,0,44,0,-15,0,-6,0,-1]/64이다. 전송 커브는 힐버트 변환 커브와 유사하지만, 선형 위상을 갖는다. 모든 배율기는 10비트 부호* 10비트 부호이다. 출력은 10비트 부호로 다시 반올림된다. 도 6의 실시예의 시간부는 필드/프레임 딜레이(FM), 힐버트 변환 블록(HT3, HT4), 및 대역 통과 필터(BPF6)를 더 포함한다. 공간 및 시간 위상 처리 블록들(PPS, PPT)은 2단계의 I 및 Q 신호들의 평균화(averaging)를 포함한다: 버스트 샘플들에 대한 각 라인 평균이 취해지고 I 및 Q 신호들의 진폭 정규화를 포함하는 다수의 라인들에 대한 평균이 존재한다. 스위치들은 액티브 비디오 중에 "a" 위치에 존재하고, 버스트 기간 도중에 "b" 위치에 존재한다.

코딕 실현(Cordic realization)

위상 보정기를 실현하는 다른 방법이 있다. 이 방법은 (모드에 따라) 벡터의 각도를 측정하거나 임의의 각도에 걸쳐 벡터를 회전시킬 수 있는 반복 알고리즘(iterative algorithm)인 코딕 알고리즘(Cordic algorithm)을 사용한다. 정상 반복 알고리즘은 각각의 단계에서 회전각(제 1 단계에서 +/- 90도, 제 2 단계에서 +/-45도, 제 3 단계에서 +/-22.5도 등)을 반감할 것이다. 이것은 다수의 광범위한 곱셈들을 수반하기 때문에 매우 계산적으로 강조된다. 코딕 방법의 수법은 회전각들이 모든 곱셈이 시프트가 되도록 적응된다는 점이다. 상기 알고리즘은 많은 부동 소수점 보조 처리기(floating-point coprocessor)(Intel, HP 등)에서 사용된다. 우리는 Philips Digital Multi Standard Decoder(예를 들면, SAA7114, SAA7118)의 SECAM 디코더에서 위상 검출기로서 사용한다. 2개의 기본적인 모드들이 존재한다:

-1: 출력 벡터가 X축을 따르는 각도에 걸쳐 어떠한 벡터라도 회전시키는 것. 각각의 반복 단계의 회전을 기억하고 그들을 함께 가산함에 의해, 우리는 전체 회전을 알게 되어 우리는 입력 벡터의 각을 인식한다. 이것은 우리가 측정을 위해 사용하는 모드이다.

-2: 임의의 각도에 걸쳐 벡터를 회전시키는 것. 이것은 우리가 보정을 위해 사용하는 모드이다.

문헌으로부터 Cordic은 매우 높은 데이타 주파수들에 대해서도 매우 효과적인 방법으로 하드웨어에서 실현될 수 있다는 것이 공지되어 있다. 반복 알고리즘을 언롤링(unrolling)하는 것은 필요한 것 이상이다. 알고리즘의 양호한 도입은 가능한 하드웨어 실시들의 많은 예들로서 참조가 되는 [2]에서 발견될 수 있다.

Cordic 기반의 실시는 도 7에 도시된다. 다시, 우리가 액티브 비디오 도중에 보정을 위해 사용하는 바와 같이, 우리는 측정을 위해 버스트 도중에 동일한 하드웨어를 사용한다. 최상위 Cordic 회로(cordic1)는 버스트 도중에 현재 프레임의 중심선의 위상을 측정한다. 상기 회로는 액티브 비디오 도중에 현재 중심선 하부의 라인을 보정한다. 중간 Cordic 회로(cordic2)는 현재 필드 상부의 라인을 측정 및 보정한다. 하부 Cordic 회로(cordic3)는 이전의 필드의 중심선을 측정 및 조정한다.

여기서, 주목할 점은 2개의 해결책 사이의 기본적인 차이이다: 삼각법 해결책에서는 라인간 위상 차는 직접 측정된다는 점이다. Cordic의 경우에, 2개의 라인들의 절대 위상은 별도로 측정되고 위상 차는 2개의 측정치를 감산함에 의해 계산된다. 결합된 공간/시간 보정기의 경우에, 우리는 시간 및 공간 측정 양쪽 모두를 위해 현재의 라인의 위상계를 사용할 수 있기 때문에, 이것은 하나의 Cordic을 절약한다. 상기가 의미하는 것은 우리는 현재의 라인의 위상, 공간적인 이웃들(1 또는 2 라인 떨어짐)과 시간적인 이웃들(1, 2, 4 필드 떨어짐) 중의 하나를 측정해야 한다는 점이다. 우리는 보정을 위해 3개의 Cordic들을 필요로 하기 때문에(시간적인 이웃들과 공간적인 이웃들 양쪽 모두는 현재의 라인에 대해 보정되어야 함), 이것은 Cordic들을 이용하는 가장 효과적인 구현이다. 이러한 최소 하드웨어/소프트웨어 구현을 획득하기 위해, 몇몇 전환이 측정과 보정 모드 사이에서 필요한다.

시간 및 공간 위상 처리 블록(PPT, PPS)은 각각의 라인에 대한 버스트의 픽셀에 대한 평균화, 및 선택 가능한 라인들의 수에 대한 평균화를 포함한다. 180도를 포함하는 모든 위상 차들에 대해 신뢰할 만한 평균화를 허용하기 위해, 추가의 보정이 사용된다.

코딕 구현는 삼각법 구현보다 더 경제적이다. 코딕이 배율기로서 2배 복잡하다고 하여도, 코딕은 코딕 버젼을 사용하는데 아직까지는 매력적이다. 크기는 별개로 하고, 다른 장점들이 있다: 측정된 위상은 버스트 진폭과 독립적이다. (내재하는) 디바이더가 필요치 않다. 그러나 주목할 점은 작은 버스트 진폭에 의해 위상의 정확성이 손상 받지만, 보다 작은 버스트가 어떠한 경우에도 덜 가시적이기 때문에 정확성에 대한 필요가 손상 받는다. 하드웨어를 효과적으로 사용하기 위해 보다 적은 전환이 필요하다. 측정된 위상은 높은 고조파(harmonics)를 포함하지 않아서, 보다 적은 필터링이 "처리" 블록에서 필요하다. 4개의 힐버트 변환 대신에 3개의 힐버트 변환들이 필요하다. 모든 3개의 코딕들이 동시에 동일 모드에 있다. 이것은 그들을 시간-멀티플렉스를 가능하게 한다. 만일 클록 주파수가 샘플 주파수의 3배이면, 하드웨어는 단지 하나의 코딕으로 구성될 수 있다.

몇몇의 결점들이 존재한다: 코딕의 출력 신호는 입력 보다 더 크다. 증폭은 일정하다(1.647배). 이것을 보상하는 유일한 방법은 0.6073으로 출력을 곱셈하는 것인데, 이러한 해결책을 약간 더 비싸게 하지만, 상수를 갖는 곰셈이기 때문에, 완전한 배율기를 필요로 하지 않는다. 위상계는 -π... +π 범위를 갖는다. 이것이 의미하는 것은 필수 불가결하게 -π에서 점프(jump)가 존재한다는 점이다. 부분적으로 이것은 -1024.... 1023의 디지털 스케일에 의한 위상을 맵핑함에 의해 해결될 수 있다. 11 비트의 부호 신호은 정확한 라이트 포인트에서 오버플로될 것이다. 그러나, 몇몇의 여분의 하드웨어 또는 소프트웨어에 이르는 다수의 픽셀에 대한 평균화를 하는 경우에, 약간 복잡한 문제가 있다. 삼각법 버전은 비선형성을 갖고 이러한 점에서 약간 더 단순하다.

요약

현재의 라인과 관련되어 콤잉(combing)을 위해 사용된 라인들의 위상을 이동함으로써, 크로스 루미넌스 억제가 상당히 악화되기 때문에 라인-로크 격자에 대한 콤 필터 움직임이 비표준 라인 주파수들에 대처할 수 없다는 문제점을 보상하는 방법이 개시된다. 라인 및/또는 부반송파 주파수들을 편이시키기 위해, 예를 들면, 제한된 수의 배율기 또는 약간의 코딕 블록들을 이용하여, 위상 시프트가 가장 적합한 가능한 보상이고, 비교적 저렴하게 실시될 수 있다는 것이 증명될 수 있다. 동일 방법은 지터가 과도하지 않는 한 수신기의 동기 및 클록 회로에서 지터를 보상하기 위해 또한 사용 가능하다. 본 발명의 특징은 위상 측정 및 보정을 위해 동일한 하드웨어을 사용하는 것이 가능하여, 실시 비용을 낮출 수 있다는 점이다. 그 결과는 버스트-로크 콤 필터와 비교된다. 고가의 하드웨어(배율기들 또는 코딕들)가 버스트 동안의 측정과 액티브 영상 동안의 보정 사이에서 공유 가능하다는 사실에 단지 기인하여, 회로의 별도의 복잡성은 매우 크지 않다. 코딕 기구는 좀더 견고(robust)한 인상을 주고 이는 보정 신호가 버스트 진폭에 종속적이지 않다는 사실에 의해 발생된다.

상술한 실시예는 본 발명을 한정하려는 것이 아니고, 본 분야의 당업자는 첨부된 청구 범위의 범위를 벗어남이 없이 많은 대안 실시예를 설계할 수 있다는 점을 인식하여야 할 것이다. 청구 범위에 있어서, 괄호 사이의 참조 부호는 청구항을 한정하려는 것이 아니다. "포함한다"라는 용어는 청구 범위에 기입된 것 이외의 구성 요소 또는 단계를 배제하는 것이 아니다. 구성 요소 앞에 붙은 관사 "a, an"라는 용어는 상기 구성 요소가 복수라는 것을 배제하지 않는다. 본 발명은 몇몇 특징적인 구성 요소들을 포함하는 하드웨어에 의해, 그리고 적합하게 프로그래밍된 컴퓨터에 의해 실시 가능하다. 몇몇 수단을 열거하는 장치항에 있어서, 몇몇의 이러한 수단들은 하드웨어의 하나 및 동일한 항목에 의해 실시 가능하다. 일정한 방법들이 서로 다른 종속항에서 인용되었다는 단순한 사실이 이러한 방법들의 결합이 유리하게 사용될 수 없다는 것을 의미하지 않는다.

인용 문헌

[1] Enden, Ad W.M. van den, Efficiency in multirate and complex digital signal processing, Appendix F, Waalre 2001, ISBN 90 6674 605 5

[2] Andraka, Ray, A survey of Cordic algorithms for FPGA based computers, 1998(full test available from http://www.andraka,com/cordic.htm)

Claims

라인-로크 샘플 영역(line-locked sample domain)에서 콤 필터들의 에러들을 보상하는 방법에 있어서,

제 1 및 제 2 지연된 신호들을 획득하기 위해 라인들의 제 1 및 제 2 정수(integral number)들 만큼 입력 비디오 신호(CVBS)를 지연(LD1, LD2)하는 단계;

상기 입력 비디오 신호(CVBS)와 상기 제 1 및 제 2 지연된 신호들 중 적어도 2개 사이의 위상 차를 측정(PM)하는 단계; 및

상기 위상 차에 따라, 상기 제 1 지연된 신호에 대하여 상기 제 2 지연된 신호의 위상 및 상기 입력 비디오 신호(CVBS)의 위상을 보정(PC1, PC2)하는 단계를 포함하는, 콤 필터들의 에러들 보상 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 위상 보정 단계(PC1, PC2)는:

제 1 곱(product)을 획득하기 위해 위상 보정 입력 신호(A,C)와 제 1 위상 측정 신호들(L,K)을 곱하는 단계;

힐버트(Hilbert) 변환된 신호(D,E)를 획득하기 위해 상기 위상 보정 입력 신호(A,C)를 힐버트 변환(HT1, HT2)하는 단계;

제 2 곱을 획득하기 위해 상기 힐버트 변환된 신호(D,E)와 제 2 위상 측정 신호들(M,J)을 곱하는 단계; 및

상기 제 1 및 제 2 곱들을 합산하는 단계를 포함하는, 콤 필터들의 에러들 보상 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 위상 차 측정 단계(PM)는:

힐버트 변환된 신호(E)를 획득하기 위해 위상 보정 입력 신호(C)를 힐버트 변환(HT2)하는 단계;

제 1 곱 신호(G)를 획득하기 위해 상기 제 1 지연된 신호(B)와 상기 힐버트 변환된 신호(E)를 곱하는 단계;

제 2 곱 신호(F)를 획득하기 위해 상기 제 1 지연된 신호(B)와 상기 위상 보정 입력 신호(C)를 곱하는 단계;

저역 통과 필터링된 신호들(H,I)을 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 2 곱 신호들을 저역 통과 필터링(LPF)하는 단계; 및

위상 측정 신호들(J,K)를 획득하기 위해 상기 저역 통과 필터링된 신호들(H,I)을 위상 처리(PP)하는 단계를 포함하는, 콤 필터들의 에러들 보상 방법.
라인-로크 샘플 영역의 콤 필터에 있어서,

제 1 및 제 2 지연된 신호들을 획득하기 위해 라인들의 제 1 및 제 2 정수들 만큼 입력 비디오 신호(CVBS)를 지연(LD1, LD2)하는 수단;

상기 입력 비디오 신호(CVBS)와 상기 제 1 및 제 2 지연된 신호들 중 적어도 2개 사이의 위상 차를 측정(PM)하는 수단; 및

상기 위상 차에 따라, 상기 제 1 지연된 신호에 대하여 상기 제 2 지연된 신호의 위상 및 상기 입력 비디오 신호(CVBS)의 위상을 보정(PC1, PC2)하는 수단을 포함하는, 콤 필터.
컬러 텔레비전 장치에 있어서,

비디오 신호(CVBS)를 획득하기 위해 텔레비전 신호를 동조 및 복조하는 수단;

휘도 및 크로미넌스 신호들을 획득하기 위한, 제 4 항에서 청구된 바와 같은콤 필터;

디스플레이 신호들(R,G,B)을 획득하기 위해 상기 휘도 및 크로미넌스 신호들을 처리하는 수단; 및

상기 디스플레이 신호들(R,G,B)을 디스플레이하는 수단을 포함하는, 컬러 텔레비전 장치.