KR100268018B1 - 비선형적 신호 처리 장치 및 그 방법 - Google Patents

비선형적 신호 처리 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

소정의 샘플링 주파수로 화상이 샘플링된다. 각각의 원래의 샘플에 대해, 제 1 샘플에 관련하여 지연된 최소한 한 개의 추가의 샘플이 발생된다(12, 14, 16). 원래의 샘플들은 비선형적으로 처리되고(18), 추가의 샘플들은 원래의 샘플들의 처리(18)와는 독립적으로 비선형적으로 처리된다(20). 두개의 처리단으로부터 나오는 출력 신호들은 다시 원래의 샘플링 주파수로 다운샘플링되고(22), 필요하다면, 전반적인 진폭 및 위상 대 주파수 특성을 보정하기 위해 필터링된다.

Description

비선형적 신호 처리 장치 및 그 방법
제1도는 해결하고자 하는 문제를 예시한 파형도.
제2도는 본 발명에 따른 업샘플링 및 다운샘플링 기능을 지닌 메디안 필터를 예시하는 블럭선도.
제3a 및 3b도는 각각 본 발명에 이용되는 업샘플링 필터와 다운샘플링 필터의 개략적인 블럭선도.
제4도는 본 발명의 제 2 실시예를 예시하는 블럭선도.
제5도는 본 발명에 따른 업샘플링 기능을 하는 필터의 제 2 실시예를 보인 개략적인 블럭선도.
제6도는 주파수 응답 보정 필터를 보인 도면.
〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉
18, 20 : 메디안 필터(비선형 필터) 40 : 배율기
50 : 분할기 52 : 합산회로
본 발명은 비선형적 신호 처리, 보다 구체적으로는 이와같은 처리로 인해 야기되는 원치 않는 고조파(harmonics)들을 제거하는 것에 관한 것이다.
본 발명은 TV 수상기에서의 비디오 신호 처리를 참조하여 설명될지라도 이 분야에만 제한되는 것이 아니다. 이것은 예컨대, 의학 장비 분야에서와같이 신호 샘플들에 대해 비선형 처리되는 분야에서 광범위한 응용을 갖는다.
최근, TV 수상기에서는 라인 플릭커(line flicker) 및 필드 플릭커(field flicker)를 감소 또는 제거함으로써, 인지 화상의 질을 상당한 범위까지 개선시키려는 노력이 집중되어 왔다. 텔레비젼 화상이 인터레이스 화상(interlaced picture)일때, 두가지 방식으로 문제 해결이 강구된다. 먼저, 라인 플릭커를 제거하기 위해서, 각 필드의 연속 라인들사이에 추가 라인들을 보간한다. 이는 TV 화상들을 인터레이스 포맷으로부터 순차 주사로 변환한다. 필드 또는 프레임 플릭커를 제거하기 위해서, 예컨대, 메디안 필터(median filter)에 의해 비선형적으로 결합된 원래의 래스터중 한 래스터 또는 또다른 래스터, 혹은 이들 둘다의 래스터로 부터의 데이타를 활용함으로써 연속의 필드들간에서 필드들을 보간하다. 수평 방향으로의 필터링 및 인지 화상(image) 해상도의 증대를 위해 비선형 필터들이 또한 사용된다. 필드 보간을 위한 메디안 필터의 이용예가 유럽특허 EP-A-0,192,292(제 7 도)에 나타나있다.
수직 메디안 필터들의 사용은 여전히 비디오 화상에서 왜곡을 일으키기 때문에, 다음의 결과에 따라서 이 문제점에 대한 분석을 시작했다. 제 1도의 a에 설명된 바와같은 비-직교(non-orthogonal) 화상 패턴에 대해, 수직 및 수평 방향으로의 원래의 신호 성분들이 각각 제 1도의 b 및 c에 설명되어 있다. 수직 방향으로 메디안 필터를 사용하면, 신호 패턴은 제 1도의 d에 예시된 바와 같이되고, 수평방향으로 메디안 필터를 사용하면, 신호 패턴은 제 1도의 e에 예시된 바와같이 된다. 홀수(uneven) 고조파들이 발생되는데, 이들중 제 3 고조파는 가장 강력한 것이다.
상기 언급된 고조파는 1차적 효과를 형성하며, 이 1차적 효과는 예컨대 디지탈 신호 처리가 이루어지도록 수평 방향으로 신호가 샘플링되는 주파수와 상기 언급된 홀수 고조파들사이의 에일리어스(alias) 또는 비트(beat) 주파수로부터 야기되는 2차적 효과만큼 교란적이지는 않는다. 제 1도의 f에 도시된 바와 같이, 만일 제 3 고조파 성분을 갖는 신호가 기본 주파수의 3 배로 샘플링되면, DC 레벨 시프트가 발생하여 신호의 평균 휘도 값이 변하게 된다.
이와같은 비트 주파수가 발생할 수 있는 상황의 실질적인 예는 다음과 같다. PAL 비디오 신호는 4.43MHz에서 칼러 서브캐리어의 원치않는 잉여(remainders)를 포함하고 있는데, 이 잉여는 대각 패턴(diagonal pattern)을 형성한다. 이 패턴의 제 3 고조파는 13.3 MHz 에 놓이게 된다. 이제 만일 이 신호가 13.5 MHz에서 수평 방향으로 샘플링되면, 결과적인 비트 주파수 200 KHz 가 될 것이다. 만일, 칼러 캐리어 트레이스(traces)가 화상 전반에 걸쳐 확장되면, 라인당 10 주기의 패턴이 형성되는데, 이는 매우 교란적인 것이다.
비디오 신호의 주파수 스펙트럼이 샘플링 주파수의 1/2로 확장되도록 샘플링 주파수가 선택되므로 문제가 발생한다. 이 결과, 메모리의 요구량이 매우 커짐과 아울러 동작 속도가 매우 낮아지게 된다. 이로써, 샘플링 주파수의 1/3 의 신호 성분들은 비디오 신호의 스펙트럼내에 놓여지게 될수도 있다.
일반적으로, 이 문제의 해결책은 비디오 신호의 스펙트럼이 샘플링 주파수의 1/3보다 낮게 유지되도록 샘플링 주파수를 증가시키는 식으로 이루어져 있다. 그러나, 이것은 필드 메모리 혹은 프레임 메모리의 용량이 50% 증대되어야 하고 회로들이 보다 높은 주파수로 동작해야만 하기 때문에 경제적인 해결책이 되지 못한다.
따라서, 본 발명의 목적은 특히 전반적으로 더욱 높은 샘플링 주파수의 사용시에 나타나는 비용 상승을 야기함이 없이 상기 왜곡들을 감소 혹은 제거하는 것이다.
본 발명의 한 양상에 따르면, 소정의 샘플링 주파수로 샘플링되고 비선형 처리 수단에 의해 처리될 텔레비젼 신호 샘플들을 수신하는 텔레비젼 신호 처리 장치에 있어서, 상기 비선형 처리 수단에 인가하기에 앞서 고주파수 신호 샘플들이 발생되도록 그 수신된 텔레비젼 신호 샘플들을 업샘플링하는 업샘플링 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한, 다시 소정의 샘플링 주파수가 되도록 그 출력 신호를 다운샘플링하는 다운 샘플링 수단이 비선형 처리 수단에 결합되어 있다. 본 발명의 보다 구체적인 양상은 특허청구의 범위에 개시되어 있다.
EP-A-0,396,229호에서는 보간된 라인들을 형성하기 위해, 디지탈 비디오 신호의 라인들간의 공간적으로 보간하는 장치를 개시하고 있다. 이 장치는 수퍼샘플러를 구비하며, 이 수퍼샘플러는 원래의 샘플들, 및 원래의 샘플들의 인접한 각 쌍들간에 위치된 최소한 한 개의 보간된 샘플들로 구성된 수퍼샘플링된 신호를 발생하기 위해 비디오 신호의 샘플들간에서 수평적으로 보간한다. 블록 매칭 회로들은 각각 수퍼샘플링된 신호의 각각의 샘플에 대해, 수퍼샘플링된 두 블록의 NxM개 샘플들간의 매칭 정도(여기서, N은 라인들의 개수이고 M은 샘플들의 개수임)를 결정하며, 두 블록들은 보간될 라인에 대해 반대 방향으로 상호간에 수직적으로 오프셋되고, 소정 샘플 위치에 대해 반대 방향으로 상호간에 수평으로 오프셋된다. 각각의 블록 매칭 회로는 제로 오프셋 및 제로의 대향 위치상의 오프셋들을 포함하는 각각의 다른 수평 오프셋에 대해 공지된 대로 동작하며, 이로써, 매칭 정도의 각각의 값은 각각의 수평 오프셋에 대해 발생된다. 선택기는 블록 매칭 회로들에 의해 형성된 각각의 값들에 응답하여, 보간될 라인의 각 샘플에 대해, 다른 수평 오프셋들중의 한 오프셋에 각각 관련된 다수의 기울기 벡터들로부터 선택하며, 상기 기울기 벡터는 두 블록들간의 최대 매칭 범위를 형성하는 수평 오프셋에 관련된다. 가변 방향 공간 보간기는 비디오 신호를 공간적으로 보간한다. 공간 보간기의 보간 방향은 그 발생하는 각 샘플에 대해, 그 발생된 샘플에 대응하는 소정의 샘플 위치에 대해 선택된 기울기 벡터에 따라 제어된다.
이 종래기술의 문헌의 설명(제 6면, 17-43줄)으로부터 알수있듯이, 각 라인에 대한 수평 샘플들의 개수는 더 많은 기울기들을 검출하기 위해 수퍼샘플링 처리에 의해 2배화되고, 이로써 더 양호한 매칭을 하게 된다. 원하지 않는 고조파에 대한 언급이 없어서, 원하지 않는 고조파를 제거하기 위한 방법을 찾는 당업자들이 상기 종래 기술의 문헌의 개시 내용을 적용할 이유는 없을 것이다.
EP-A-0,360,509호는 한 비디오 신호로 표현된 화상 및 또다른 비디오 신호로 표현된 화상이 부분적으로 포함된 화상을 제공하기 위해, 입력 비디오 신호들을 결합하는데 사용된 비디오 스위처(switcher)를 개시하고 있다. 두 입력 비디오 신호의 결합은 와이프(wipe)에 의해 실현될수도 있으며, 여기서, 스위처는 소정의 와이프 패턴을 정의하는 와이프 신호에 응답하여, 한 입력 신호로부터 다른 입력 신호로 변경하는 출력 신호를 제공한다. 보다 구체적으로, 와이프 신호는 키 신호를 제공하기 위해 클립 및 이득 회로에 인가된다. 그러나, 두 개이상의 연속 라인들상의 모든 와이프 신호 샘플 값들이, 클립 및 이득 회로의 선형 영역 외부에 있게 하는 것이 가능하다. 이 경우, 키 신호의 파형이 복수의 라인들에 대해 동일하다. 따라서, 두 화상들간의 원하는 기울어진 경계는 수평 또는 수평에 가까운 세그먼트들에 의해 연합된 연속의 수직 세그먼트들로서 표현된다. 그 결과적 들쭉날쭉함(jaggies)은 가시적으로 혼란스러울 수도 있다.
이 문제를 해결하기 위해, EP-A-0,360,509호는 디지탈 신호에 대한 비선형 처리를 실행하는 방법 및 장치를 제시하고 있는데, 샘플링 주파수 f를 갖는 디지탈 입력 신호는 인자 N에 의해 보간되며, 여기서, N은 양의 정수이고, 이로써, 샘플링 주파수 Nf를 갖는 제 1 디지탈 신호가 발생된다. 비선형 처리는 샘플링 주파수 Nf를 갖는 제 1 디지탈 신호에 대해 실행되고, 샘플링 주파수 Nf를 갖는 제 2 디지탈 신호가 제공된다. 제 2 디지탈 신호는 인자 N에 의해 데시메이팅되고, 이로써 샘플링 주파수 f를 갖는 디지탈 출력 신호를 제공한다. 간략히 말해서, 더욱 많은 값들을 가산함으로써, 덜 들쭉날쭉한 기울어진 경계가 얻어진다. 그러나, 원하지 않는 고조파 문제에 대한 해결책을 제시한 것은 아니다.
본 발명의 이와 같은 양상 및 기타 양상에 대해서 이제 첨부도면을 참조하여 실시예를 통해 상세히 설명하기로 한다.
본 발명이 해결하고자 하는 문제의 원인은 상기 제 1 도를 참조하여 설명했다. 제시된 해결책의 직접적인 실현, 다시 말해서 예컨대, 인자 2에 의한 국부적인 업샘플링은 주파수가 표준 클럭 주파수의 2 배인 제 2 클럭을 필요로 한다. 또한, 메디안 필터는 정상 주파수의 2 배로 동작해야 하는데, 이는 실현이 매우 곤란한 요구 조건이 된다. 따라서, 본 발명에 따르면 표준 메디안 필터는 각 입력(1, 2, 4)에 대해 각각의 업샘플링 유닛(12, 14 및 16), 두개의 메디안 필터(18, 20) 및 다운 샘플링단(22)으로 대체된다. 메디안 필터(18)는 홀수 샘플들을 처리하는 반면에, 메디안 필터(20)는 짝수 샘플들을 처리한다. 따라서, 메디안 필터(18, 20)는 각각 표준 혹은 통상적인 주파수로 동작한다. 상기 두개의 메디안 필터의 출력은 다운 샘플링단(22)에 결합되며, 이 다운 샘플링단(22)은 통상적인 샘플링 주파수로 출력을 제공한다.
동일의 업샘플링 필터(12, 14 및 16)가 제 3도의 a에 보다 상세히 나타나 있다. 입력 단자(30)가 제 1 지연기(32)에 연결되고, 이 지연기(32)는 다시 공통 포인트(36)에서 제 2 지연기(34)에 연결된다. 배율기(38)에서 인자 1/4로 배율된 입력 샘플들은, 이전의 샘플 즉, 배율기(40)에서 인자 3/4으로 배율된 단자(36)상의 샘플과 가산기(42)에서 가산되어 결합되는데, 이 가산기(42)는 홀수의 출력 샘플들을 출력한다. 짝수의 샘플들은 인자 3/4으로 배율된 공통 포인트(36)상의 샘플과 배율기(44)에서 인자 1/4로 배율된 지연기(34) 출력상의 두 번 지연된 샘플과의 가산으로 얻어지며, 이러한 가산은 가산기(46)에서 발생하며, 상기 가산기(46)의 출력에는 짝수의 샘플이 출력된다. 따라서, 단자(30)에서의 모든 입력에 대해, 홀수의 출력 및 짝수의 출력이 생성되며, 즉, 주파수가 2배화 (doubling)된다.
다시 제 2 도에서, 업샘플링단(12, 14, 16)의 홀수 출력들은 홀수 메디안 필터(18)의 각 입력에 인가되고, 업샘플링단(12, 14, 16)의 짝수 출력들은 짝수 메디안 필터(20)의 각 입력에 연결된다. 따라서, 필터(18)와 필터(20)의 결합된 출력은 주파수가 통상 주파수의 2 배의 출력이 된다. 필터(18, 20)의 출력 신호들은 상술한 바와 같이 다운샘플링단(22)에서 다운샘플링된다.
제 3 도의 b에 도시된 양호한 다운샘플링단은, 단(48)의 출력에서의 신호가 통상적인 샘플링 주파수의 비디오 신호가 되도록 홀수 및 짝수값들이 평균화되는 단(48)이다.
상기 업샘플링단들은 명료화를 위해 간략화되며, 이 업샘플링단은 그 자체적으로는 아티팩트(artefacts)들에 대해 충분한 억제 효과를 갖지 않을수도 있다. 더욱 효과적인 해결 방안은 가장 주요 관건인 주파수(여기서, 샘플링 주파수의 1/3임)에서, 필터들의 출력에 나타나는 제 3 고조파가 동일한 진폭 및 180°의 위상 관계를 갖도록 하는 식으로, "홀수" 및 "짝수" 샘플들을 출력시키는 업샘플링 필터를 설계하는 것이다. 그후, 신호들이 결합될 때, FS/3의 우세한 주파수의 아티팩트들이 억제될 것이다.
이를 달성하는데 필요한 회로는 다음과 같이하여 얻어진다. 제 4 도에서, 주파수 fs로 샘플링된 비디오 신호는 입력단자(IN)를 통해 각각의 단(H1및 H2)에 인가된다. 단(H1과 H2) 뒤에는 메디안 필터가 될수 있는 비선형 필터(18 와 20)가 각각 연결된다. 비선형 필터(18)과 (20)의 출력은 가산기(22a)에 의해 가산되며, 그후 이퀄라이져(22b)에 인가된다.
다음 조건들이 충족되어야만 한다. 즉,
1) 비선형 필터가 억제 대상이 되는 고조파를 발생시키는 기본 주파수에서, 두 경로에서의 이득이 같아야만 한다.
2) 비선형 필터들에서 발생되는, 두개의 신호 경로에서의 i 번째 고조파(fs/i)가 반대 위상으로 가산기에 인가되어야만 한다.
동일 진폭에 대해, ｜Hi(fs/i)｜ = ｜H2(fs/i)｜가 된다.
상기 조건 2)는 H1과 H2간의 지연차가 주파수 fs/i 에서 1/2 샘플시간이 되는 경우 충족될 수 있다. 이는 주파수 fs/i의 신호가 그 각 입력들사이에 1/2 Tsample지연을 갖는 비선형 필터들에 인가됨을 의미한다. 그러므로, 비선형 필터들의 출력들에서의 발생된 고조파들은 또한 1/2 Tsample지연차를 갖는다. 억제 대상이 되는 발생된 고조파들 i＊(fs/i) = fs이 상호간에 1/2 Tsample지연을 가질때, 이들 두개의 필터 출력들은 fs에 대해 상반된 위상에 있게 된다.
양호한 실시예에서:
H1(z) = 1(즉, H1는 관련된 지연이 없음)
H2(z) = K(1+ z-1)(H2는 모든 주파수에서 Ts/2의 지연을 가짐)
K는 삭제될 고조파 i에 대해, ｜H2(fs/i)｜ = ｜H1(fs/i)｜ ≡ 1을 얻는데 이용되는 파라메터이다. 만일 제 3 고조파가 제거되면 K=1이 된다.
결과적인 회로가 제 5 도에 예시되어 있다. 여기서, 홀수 샘플들은 원래의 샘플들이며, 즉, 제 2 도에서 업샘플링 단(12, 14, 16)의 입력들(1, 2, 3)은 제 5 도의 홀수 메디안 필터(18)의 입력들에 직접 연결된다. 메디안 필터(20)의 입력들은 계수 1, 1를 갖는 필터로부터 유도되며, 즉, 각 입력에 있는 직접 및 한번 지연된 샘플들은, 짝수 메디안 필터(20)의 각 입력들에 인가되기전에 가산기 단(46a, 46b, 46c)의 각각에서 합산된다. 필터들(18, 20)의 출력들은 출력 합산단(22a)에서 합산된다.
컴퓨터 시뮬레이션들은 기대된 대로, 제 3 고조파가 완전히 억제됨을 도시하고 있다. 그러나, 제 4 도에 도시된 회로의 총 이득은 1과 같지 않으며, 더욱이 주파수 특성은 평탄하지가 않다. 보정을 위해, 제 6 도에 예시된 이퀄라이징 필터(22b)가 합산단(22a)의 출력에 연결될 수도 있다. 제 6 도에 예시된 바와 같이, 이것은 분할기(50)로 구성되는데, 이 분할기는 입력 신호를 인자 2로 분할한다. 분할기(50)의 출력은 합산단(52)에 인가되고, 그 제 2 입력은 제 2 분할기(56)를 통해 필터 출력(54)에 연결되며, 여기서, 필터 출력(54)의 출력 신호는 인자 2로 분할되고 180°로 위상 시프트된다. 합산 회로(52)의 출력은 1 샘플 주기 지연기(58)에 의해 출력(54)과 연결된다. 이 보정 필터는 (H1+ H2)의 역특성을 가지고, 따라서, 그 발생되는 이득 및 위상 변화들을 등화시킨다.
지금까지, 본 발명은 비디오 신호 처리 분야에서 특정 예를 토대로하여 예시되었다. 국부적인 업샘플링 및 그 다음의 처리 및 다운샘플링은 예컨대, 불완전한 필터링으로부터 야기되는 원치않는 신호 성분들과 샘플링 주파수들사이의 비트에 의해 에일리어스가 발생되는 각종 회로에도 적용될 수 있음에 유의해야 한다. 그러므로, 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자이면 기타의 다른 응용을 꾀할 수 있으며, 만일 필요한 경우 업샘플링 및 다운샘플링 단들과 그리고 주파수 보정 필터들에 대한 기타의 다른 실시예들을 모색할 수 있을 것이다. 전술한 모든 내용은 본 발명의 일부를 형성하고 후속하는 청구범위에 포함된다.

Claims (5)

  1. 처리된 출력 샘플들을 생성하기 위하여 소정의 샘플링 주파수로 샘플링된 신호 샘플들을 비선형 처리하는 장치에 있어서, 상기 비선형 처리(18,20)에 의해 생성될 최소한 한 개의 원치않는 고조파의 발생을 방지하기 위한 수단(12-16;H1,H2)으로서, 상기 원치않는 고조파 발생 방지 수단(12-16;H1,H2)은 고주파수 신호 샘플들을 생성하기 위해 신호 샘플들을 업샘플링하는 수단을 포함하고, 상기 고주파수는 N이 1보다 큰 양의 정수일 때 상기 소정 주파수의 N배인, 상기 원치않는 고조파 발생 방지 수단(12-16;H1,H2)과; N개의 병렬 비선형 처리 회로를 구비하며 상기 고주파수 신호 샘플들을 처리하기 위한 비선형 처리 수단(18,20); 및 상기 비선형 처리 수단(18,20)에 결합되어, 상기 처리된 출력 샘플들을 상기 소정의 샘플링 주파수로 다운샘플링하는 다운샘플링 수단(22)을 구비하는, 비선형 처리 장치.
  2. 제1항에 있어서, N=2이고, 상기 비선형 처리 수단은 상기 업샘플링 수단(12-16;H1,H2)에 의해 공급된 홀수 샘플들과 짝수 샘플들을 각각 필터링하는 제 1 메디안 필터(18) 및 제 2 메디안 필터(20)를 구비하고, 상기 제 1 메디안 필터(18)의 출력은 간섭 주파수에서 상기 제 2 메디안 필터(20)의 출력을 제거하는, 비선형 처리 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 업샘플링 수단은 상기 비선형 처리 수단(18,20)이 억압될 고조파를 생성하는 기본 주파수에서 동일한 이득을 갖는 제 1 병렬 단(H1) 및 제 2 병렬 단(H2;T,46)을 구비하며, 상기 병렬 단들(H1,H2)은 상기 장치의 입력에 결합된 입력들을 가지며 상기 기본 주파수에서 샘플링 주기의 1/2의 상호 지연을 제공하고, 상기 제 1 및 제 2 병렬 비선형 회로들(18,20)의 입력들은 상기 제 1 병렬 단(H1) 및 제 2 병렬 단(H2;T,46)의 출력들에 접속되고, 상기 제 1 및 제 2 병렬 비선형 회로들(18,20)의 출력들은 상기 원치않는 고조파를 억압하도록 결합(22a)되는, 비선형 처리 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 병렬 비선형 회로들(18,20)의 출력들은 일의 전체 이득에서 평탄한 주파수 특성을 제공하기 위해 이퀄라이져(22b)에 인가되는, 비선형 처리 장치.
  5. 소정의 샘플 주파수를 갖는 수신된 신호 샘플들의 순차 세트들을 비선형 처리함으로써 생성된 최소한 한 개의 원치않는 고조파를 제거하는 방법에 있어서, 한 세트의 신호 샘플들내의 각각의 신호 샘플들은 소정의 지연 시간(T)만큼 지연됨으로써 지연된 신호 샘플을 생성하고, 각각의 지연된 신호 샘플은 결합된 신호 샘플들을 생성하도록 대응 신호 샘플에 가산(46)되고, 상기 수신된 신호 샘플들의 상기 순차 세트들은 상기 원치않는 고조파를 가지는 처리된 출력 신호를 생성하도록 비선형으로 처리(18)되고, 상기 결합된 신호 샘플들의 세트들은 상기 수신된 신호 샘플들의 상기 세트들의 처리(18)와는 독립적으로 비선형 처리(20)되어 제 1 처리된 출력 신호내의 상기 원치않는 고조파의 동일한 진폭이지만 반대 위상의 원치않는 고조파를 갖는 제 2 처리된 출력 신호를 발생하고, 또한, 상기 제 1 처리된 출력 신호 및 상기 제 2 처리된 출력 신호는 상기 원치않는 고조파를 갖지 않는 최종 출력 신호를 형성하기 위해 합산(22a)되는, 적어도 하나의 원치않는 고조파 제거 방법.
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