JPS61236391A - 負荷転流式インバ−タ回路を用いた誘導電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 関連出願との関係 この発明は係属中の米国特許出願通し番号第７０５９６
３号、同第７０５９６４号、同第７０５９２０号、及び
同第７０５９６２号と関連を有する。

参考資料 出願人は、この発明に用いられるプログラムを含めた計
算機プログラムを記述したマイクロフィッシュを提供す
る用意がある。

発明の背景 この発明は全般的に電動機の制御、更に具体的に云えば
電動機に電力を供給する為に負荷転流式インバータ回路
（ＬＣＩ）を用いて、交流（ＡＣ）誘導電動機を制御す
る方式に関する。

電動機駆動装置の分野では、電源から電動機に電力を供
給する為に電力変換装置を用いるのが普通である。こう
いう電力変換器は種々の形式のものがあるが、電圧及び
電力範囲が高くなると、ブリッジ構成のサイリスタで構
成される場合が多い。

ブリッジのサイリスタは普通位相制御と呼ばれる形で選
択的にゲートされ、電動機に供給される電力を変え又は
制御する。速度が調節自在の交流電動機駆動装置では、
この様な変換器を２個用いるのが普通である。その１番
目が電源（例えば電力線路）からの交流電力を直流（Ｄ
　Ｃ）電力に変換する様に作用する。２番目の変換器は
、ＤＣリンク回路を介して１番目の変換器に接続されて
いるが、供給された直流電力を電動機に供給される可変
周波数の交流電力に変換する様に作用する。第１の（電
源側の）変換器は電動機に供給される電流の大きさを変
える様に制御され、第２の（負荷側の）変換器は、普通
はインバータと呼ばれるが、電動機に供給される電力の
周波数を変える為に使われる。

典型的な３相装置の電源側変換器はサイリスタ６個のブ
リッジであり、それを位相制御して、出力電流又は電圧
を変える。負荷側変換器又はインバータは普通は全般的
に２つの形式、即ち負荷転流式インバータ又は強制転流
式インバータの内の一方である。転流とは、ブリッジの
サイリスクを非導電にすることである。

従来一般的に知られている様に、サイリスクを非導電に
する為には、サイリスクの両端に逆電圧を印加すること
等により、サイリスクの内部の電流をはソゼロの値に減
少しなければならない。電源側変換器では、変換器が基
本的に整流器として作用し、１つのサイリスタ゛をオン
状態にゲート駆動すると、その時導電しているサイリス
タが転流されるので、これは普通は問題とはならない。

今述べた様になるのは、変換器が接続されている交流源
（例えば電力線路）が逆電圧を発生する性格であるから
である。然し、直流電力が供給される負荷側変換器では
、転流を行なう為に、何等かの無効電力（ＶＡＲ）が存
在しなければならないことがよく知られている。負荷転
流式インバータでは、このＶＡＲが負荷から取出される
。強制転流式インバータでは、適当に充電されるコンデ
ンサの様な何等かの手段があって、適当な時刻に、この
コンデンサの電荷を使ってインバータを転流する。

可変速度交流電動機駆動装置の分野では、電圧が低い時
（例えば１，０００ボルトより低い時）、好ましい駆動
装置はかご形誘導電動機を用いている。この誘導電動機
が、矩形波インバータ、パルス幅変調インバータ又は電
流源インバータの様な強制転流式インバータから給電さ
れる。誘導電動機はその簡単さ及び頑丈さの点で好まし
い。誘導電動機のこういう利点が、強制転流式インバー
タに転流回路を必要とすると云う不利に打ち勝っている
。しかし、この技術は一般的に、インバータの各々の枝
路に１個の主又は電力サイリスタ・スイッチング装置が
設けられている様なインバータに限られている。これは
電力定格が更に高い場合に必要な並列又は直列接続した
サイリスクに伴う技術的な難点の為である。例えば、電
圧条件が１個のサイリスクの条件を越える場合、ブリッ
ジの１つの枝路に直列に入っている多数のサイリスタを
精密に同時に強制転流することは極めて困難である。従
って、更に高い電圧（例えば１．０００ボルトより高い
）では、負荷転流式インバータを使って同期電動機に給
電するのが普通である。

前に述べた様な形式の電源側及び負荷側の両方の変換器
を持つ負荷転流式インバータ装置は、普通は、電源側及
び負荷側の両方から遅れの無効電流を取出しながら、一
方の交流源から別の交流源（又は負荷）に実効電流を通
すのに適していると見なされている。即ち、電動機駆動
装置としては、これは同期電動機を駆動するのに使われ
るのが普通であり、誘導電動機を駆動するのには使われ
ない。これは、その回転子が直流電流によって励磁され
る同期電動機が、ＬＣＩの負荷側に対する遅れ無効電流
の源として作用することが出来、こうして転流を行なう
為である。ＬＣＩは誘導電動機を駆動する為の適当な源
と見なされないのが普通である。これは、この電動機が
、ＬＣＩと同じく、その端子に遅れ無効電流源を必要と
するからである。この為、負荷電流式インバータ、即ち
ＬＣＩは、一層廉価であって、一層高い電圧を処理する
ことが出来るが、これは一層簡単で一層低廉な誘導電動
機に使うには適当と見なされていなかった。

発明の要約 従って、この発明の目的は、負荷転流式インバータ回路
を用いた交流誘導電動機駆動装置を提供することである
。

別の目的は、負荷転流式インバータ回路を用いて電動機
に電流を供給すると共に、コンデンサ回路と可変ＶＡＲ
発生器の組合せを用いて装置に残りの所要の無効電流、
即ちＶＡＲを供給する誘導電動機駆動装置を提供するこ
とである。

別の目的は、負荷転流式インバータ回路とコンデンサ回
路及び可変ＶＡＲ発生器の組合せとを用い、負荷転流式
インバータ及び可変ＶＡＲ発生器が、所望の電動機トル
ク及び磁束と、負荷転流式インバータ回路を転流して電
動機に対して適性な減磁電流を供給する為に必要なＶＡ
Ｒとを維持する様に制御される誘導電動機駆動装置を提
供することである。

上記並びにその他の目的が、この発明では、多相電源か
ら電力が供給される巻線を持つ交流、誘導電動機が、電
源に接続された制御自在の交流から直流への変換器及び
電動機に接続された直流から可変周波数の交流への変換
器を含む負荷転流式インバータ回路（ＬＣＩ）を介して
電源に接続される装置を提供することによって達成され
る。これらの２つの変換器が直流リンク回路によって相
互接続される。指令信号、並びに電動機動作パラメータ
を表わす帰還信号に応答する第１の帰還制御通路を用い
て交流から直流への（電源側の）変換器の動作を制御し
、これに対してやはり指令信号に応答する第２の帰還通
路を使って、電動機に接続された直流から交流への（負
荷側の）変換器の動作を制御する。電動機巻線の間に固
定コンデンサ回路を接続して、装置に進みＶＡＲを供給
し、電動機巻線の間に接続された可変ＶＡＲ発生器が、
ＶＡＲ指令信号に応答して、全体的な装置に付加的なＶ
ＡＲを供給する。このＶＡＲ指令信号は、ＬＣ１回路及
び／又は電動機の所定の動作パラメータに応答する第３
の帰還制御通路の結果である。

この発明の要旨は特許請求の範囲に記載しであるが、こ
の発明は以下図面について説明する所から更によく理解
されよう。

詳しい説明 以下の説明並びに図面では、可能な限り、同様な部分に
は全体的に同じ参照符号を用いている。

第１図はこの発明の好ましい実施例の誘導電動機駆動装
置の電力回路を示している。端子ＬＩ＋Ｌ、、Ｌ３で示
す電源（３相）が全体を１０で示す負荷転流式インバー
タ回路に接続される。負荷転流式インバータ回路（ＬＣ
Ｉ）が電源側変換器１１を持ち、これが誘導子（インダ
クタ）１６を含む直流リンク１４を介して、負荷側変換
器１２に直流電流Ｉｏ。を供給する様に接続されている
。

各々変換器１１．１２は周知の様に、６つのサイリスク
をブリッジ形に接続して構成されるものとして示しであ
る。サイリスタ６個の内の各々が、全体的な装置の電力
条件に応じて、１個のサイリスクか、或いは直列並びに
／又は並列に接続された複数個のサイリスタかを表わす
ものであることをはっきりと承知されたい。巻線２５を
持つ誘導電動機２４がＬＣＩ　　１０、更に具体的に云
えば負荷側インバータ１２に３本の接続線１ｇ、２０゜
２２によって接続され、制御された電流ＩＬが電動機２
４に供給される。（電動機巻線はＹ結線で示しであるが
、Δ結線の様な他の結線を用いてもよい。）ＬＣＩ　　
１０の主な機能は、誘導電動機２４に実効電力を供給す
ることであるが、容易に判る様に、又ある場合に用いら
れている様に、ＬＣｌの出力には遅れの励磁電流成分も
存在する。

線１Ｂ、２０．２２には、Ｙ結線に接続された３つのコ
ンデンサ３４，３６．３８で構成されるコンデンサ回路
３２が接続されている。これらのコンデンサはΔ結線に
接続することもできる。コンデンサは一定の値を持つも
のとして示しであるが、電動機動作パラメータ、例えば
速度の関数として、回路に接続され又は切離される様に
種々のコンデンサを開閉する様な開閉形コンデンサ回路
を用いることも考えられる。コンデンサ回路の主な機能
は、誘導電動機を励磁する為に進み無効電流を供給する
と共に、必要なＶＡＲの一部分を供給し、ＬＣＩ　　１
０の転流を行なうことである。

電動機の巻線の間にＶＡＲ発生器４０も接続されている
。ＶＡＲ発生器の主な機能は、コンデンサ回路及びＬＣ
Ｉ　　１０に供給されるものと相加わり又はそれから差
し引かれる様な付加的な無効電流を供給することにより
、電動機の磁束レベルを保つことである。

第１図に示す様に、ＶＡＲ発生器４０が線１８゜２０．
２２に実際に接続された回路３９を含む。

回路３９として考えられる構成は後で第６図乃至第１０
図について説明する。端子ＬＩ＋Ｌ２＋Ｌ３に線４４，
４６．４８によって接続されていて、適当な場合、誘導
子４３を含む直流リンク４１を介して回路３９に給電す
る交流から直流への電源４２も破線で示されている。こ
ういう電源は、全体的な装置に実効電流を供給する為に
ＶＡＲ発生器を必要とする様な用途の場合を除いて、必
要ではないが、発生器の出力を更に完全に制御する為に
は望ましいことがある。この為、以下の説明では、特に
ことわらない限り、ＶＡＲ発生器４０は回路３９だけを
表わすか、或いは回路３９と電源４２を表わす。電源４
２は、典型的にはＬＣｌｌｏの変換器１１によって示さ
れる様なブリッジ形変換器であり、発生器４０の２つの
構成部品の制御は、後で更に詳しく説明する様に、ＬＣ
Ｉの２つの変換器の場合とはり同じである。

第２図は、例えばファンの様に、電動機のトルク条件が
電動機速度の自乗に大体比例して変化する様な典型的な
負荷における、励磁装置の適正な電動機励磁及び転流Ｖ
ＡＲに対する制御範囲を示すグラフである。第２図に示
すのは、横軸に単位速度、縦軸に単位ＶＡＲを示した単
位当たりのグラフである。こ＼に示した特定の例は、典
型的であると考えられるが、１単位のコンデンサ回路及
び０．２５単位の進み−遅れＶＡＲ制御器に対するもの
である。即ち、第１図のＶＡＲ発生器４０が、進み又は
遅れの何れの場合でも、定格電圧及び周波数で、０．２
５単位のＶＡＲを発生することが出来る。第２図の破線
５０は、０．２単位乃至１単位の速度範囲に於ける装置
の合計ＶＡＲ需要を示している。鎖線５２は第１図のコ
ンデンサ回路３２によって装置に供給することが出来る
ＶＡＲを示している。コンデンサだけでは、装置が正し
いＶＡＲを持つ時間は、約０．７単位の速度の時だけで
ある。実線はコンデンサ及びＶＡＲ発生器を組合せた場
合に得られるＶＡＲの限界を表わす。更に第２図から、
ＶＡＲ発生器が進みのＶＡＲだけを供給することが出来
る場合、図示のコンデンサ回路を含む装置は、０．２乃
至０．７単位の速度範囲で動作することが出来ることが
判る。

逆に、コンデンサ回路３２を補う為に、遅れのＶＡｌｌ
ｌか利用出来ない場合、０．７乃至１．　０単位の速度
範囲の動作が許される。従って、最も好ましい実施例で
は、ＶＡＲ発生器は、装置の需要線が０，３３乃至１．
−Ｏの速度で２本の実線の内側に来る様に、進み及び遅
れの両方のＶＡＲを発生することが出来るものである。

第３図、第４図及び第５図のベクトル図を第２図と共に
見れば、この発明の装置の動作条件が更によく理解され
る。前に述べた様に、負荷転流式インバータ、即ちＬＣ
Ｉは主に交流源から負荷へ実効電流を通す。誘導電動機
及び負荷転流式インバータ回路の両方がその端子に遅れ
無効電流の源を必要とするから、ＬＣＩは普通は交流電
動機゛に対する適当な駆動装置として考えられていない
。

第１図に示した基本的な電力回路の電動機端子に於ける
種々の電流の関係を更によく理解する為に第３図につい
て説明する。この図で、基準ベクトルは電動機空隙電圧
であり、これを垂直ベクトルＶＭとして示しである。説
明を分り易くする為、電動機の洩れを無視し、この為、
電動機空隙電圧と電動機端子電圧は同じと考える。この
図では、電動機電流は任意の角度位置にあってよい。そ
れが垂直であって、電動機電圧と同相である場合、電動
機は電力の発電機である。電流が垂直で下向きである場
合、電動機が電力を吸収して機械的な動力を発生し、こ
れが電動機の普通の動作である。

電流が電圧より９０度遅れる（第３図で右向きである）
場合、電流が電動機内の空隙磁束を減少する傾向を持つ
。これは同期電動機／発電機の直軸電流と呼ばれる。電
流が電圧より９０度進んでいる（第３図で左向きである
）場合、電流が空隙磁束を増加する傾向を持つ。

同期電動機は、この図で任意のベクトル位置の電流で動
作することが出来る。然し、誘導電動機はその固定子端
子だけから励磁されるので、水平左向き（磁束を作る方
向）の成分を持つ電流によって励磁しなければならない
。この為、電動機及び発電機として動作する誘導電動機
にとって許されるセクタは、このベクトル図の左半分の
大部分であり、これを「誘導電動機の動作範囲」と記入
しである。

負荷転流式インバータ回路は、サイリスク又はその他の
被制御スイッチング装置を、全面的な整流動作を行なわ
せるゲート時刻（サイリスタをダイオードとして導電さ
せるゲート時刻）に対し、制御自在の量だけ遅延した時
刻にゲートすることによって動作する。この最初に述べ
たゲート時刻が普通はゼロ遅延基準時刻として定められ
、電気角で表わしたこの時刻からの遅延が角度αである
。

ＬＣＩから電動機に供給される電流は、ＬＣＩの負荷側
のゲート遅延αによって決定された位相位置にある。第
３図のベクトル図では、この角度αが垂直基準ＶＭから
時計形りに（即ち電動機電流と同じ方向に）測る。αの
基準は電動機電流に対して使われる基準と同じである。

これは、ＬＣＩをダイオード・ブリッジとして動作させ
ると、電動機から純粋な実効電力が取出され、この為電
動機を発電機として運転することに対応するからである
。この為、α−〇から１８０°より若干小さな値までの
ＬＣＩの普通の動作範囲は、第３図のベクトル図の右半
分の大部分である。第３図から、ＬＣＩが誘導電動機に
給電するのに適していないことが明らかになろう。これ
は、誘導電動機の動作領域を含む様なＬＣＩの動作領域
がないからである。ＬＣＩから供給される励磁電流成分
’ＬＥは減磁極性である。

前に述べ、以下の説明からも明らかになるが、この発明
の全体的な装置は３つの電流源を持つものと見なされる
。この内の１番目の源ＩＬはＬＣＩから来る。２番目の
源は第１図のコンデンサ回路３２から来る電流１ｃであ
り、３番目の電流■×は可変ＶＡＲ発生器４０から来る
。この各々の電流が第３図の特定の領域に対するその源
の特性によって制限され、これらの３つの電流の和が合
計電動機電流に等しくなければならない。

コンデンサ回路の電流ＩＣが第３図では水平左向きであ
ることが示されている。この位相角が磁束を積成する。

電源に接続された強制転流式インバータの電流の角度は
任意の値であってよい。ＶＡＲ発生器の電流■×を任意
の時に、従って任意のベクトル位置で切換えることが出
来る様にすることが、強制転流式インバータの作用であ
る。別個の電源を持たないＶＡＲ発生器の場合、これは
実効電力を受取ることも送り出すことも出来ないが、そ
の電流は第３図のベクトル図で水平でなければならず、
極性は左向き（容量性）又は右向き（誘導性）である。

第４図はこれらの３つの源の電流を組合せて、誘導電動
機の条件を充たすことが出来る様子を示している。電動
機電流ＩＭが電動機動作を表わすベクトル位置に示され
ている。ＬＣＩ電流ＩＬが、ＩＭと同じ実効成分（垂直
）を持つものとして、（ＬＣＩ電流の所要領域内で）と
り得る様な最も電動機電流に近いベクトル位置に示され
ている。

コンデンサ回路の電流１ｃはその許容ベクトル位置にあ
り、その大きさは電動機の電圧及び周波数によって決定
され、次の式によって定められる。

１（＝ＶＭωｃ　　　　　　　　　　　　（１）こ＼で
ｖＭは電動機の対中性点線路電圧、ωは電動機の固定子
周波数、Ｃは実効的な対中性点線路静電容量である。コ
ンデンサ電流ベクトルＩｃが第４図のベクトル図で２個
所に示されている。１つは原点にあり、もう１つはベク
トル図の１番下でＩＬとベクトル加算される状態を示し
ている。

ＶＡＲ発生器からの電流■×が水平向きであり、その大
きさ並びに極性はベクトルを閉じる様に制御され、この
為所要トルクでモータに必要な電流ＩＭは次の式によっ
て定められる。

１Ｍ−ＩＬ　＋ＩＣ＋Ｉｘ　　　　　　　　（２）第４
図は、コンデンサ電流が小さすぎて、必要な無効電流を
供給することが出来ない場合を示している。

第５図はコンデンサ回路が大きすぎる場合の種々の電流
ベクトル位置を示している。この場合、ＶＡＲ発生器４
０の制御により、その位相位置が逆転し、その振幅は、
３つの電流の和が前と同じ所要の無効電流となる様に調
節される。コンデンサ電流の大きさが式（１）によって
、電動機電圧及び電動機速度の関数として決定されるか
ら、コンデンサ電流の大きさを直接的に制御する方法が
ない。この為、無効電流の誤差を埋め合せる様に、各々
の動作点で可変電圧’ＶＡＲ発生器の電流を調節しなけ
ればならない。従って、コンデンサ回路の最適な選択は
、ＶＡＲ制御器の全体的な条件を最小限に抑えるもので
ある。

次に回路３９と可変ＶＡＲ制御器４０がとり得る幾つか
の方式を示す第６図乃至第１０図について説期する。各
々の場合、図示のＶＡＲ制御器が説明の便宜の為に、線
１８，２０．２２に接続されるものとして示しである。

各々の場合、種々の制御器の種々のスイッチング素子又
はゲート素子が、後に説明する様に、適当な制御手段に
よって制御されて、幾つかの回路の能力に従って得られ
るＶＡＲの量を変えることが出来る様になっていること
を承知されたい。

第６図はＶＡＲ発生器回路３９として考えられる第１の
可能性を示している。図面に示したのは、３相３枝路の
構成の６個のサイリスタ（６０乃至６５）で構成された
線路転流式変換器と呼ばれているものである。線１ｇ、
２０．２２による電動機との接続は、３つの枝路の各々
のサイリスクの接続点、即ち、サイリスタ６０−６１．
６２−６３．６４−６５の間で行なわれる。普通変換器
ブリッジの直流導体と呼ばれているものが、終端インピ
ーダンスである誘導子６６に接続されている。

第６図の形式は、遅れのＶＡＲだけを供給することが出
来、それが供給するＶＡＲの量はサイリスタのゲート動
作の関数である。

第７図はＶＡＲ発生器として考えられる切換え式コンデ
ンサ回路を示す。この発生器は進みのＶＡＲだけを供給
することが出来る。図示の様に、３つの線１ｇ、２０．
２２が６回路に接続され、その各々の枝路は、例えばサ
イリスタ７２及び７３の逆並列のゲート素子と直列に接
続されたコンデンサ７０を有する。この６回路の枝路の
種々のサイリスタを選択的にゲート又は導電させること
により、第７図のブリッジ又は発生器は、装置に対して
可変の進みのＶＡＲを供給することが出来る。

第８図、第９図及び第１０図は、進み及び遅れの両方の
ＶＡＲを供給することが出来る幾つかの形式の強制転流
式変換器を示す。こういう変換器は、広い範囲にわたる
電動機の動作を希望するこの発明に使うのに更に望まし
いものと普通は考えられている。第８図は普通、電流制
御又は自動逐次転流インバータと呼ばれているものであ
る。この３相形の３つの枝路の各々が、例えば第１のサ
イリスタ７４、第１のダイオード７５、第２のダイオー
ド７６及び第２のサイリスタ７７の直列回路で構成され
ており、これらのサイリスク及びダイオードは何れも同
じ方向に導電する様な極性に接続されている。隣合う枝
路のサイリスタの間に転流コンデンサ、例えばコンデン
サ７８及び７９が接続されている。このブリッジ装置は
第６図に示すブリッジと同じく、誘導性リアクタンス８
０で終端している。

第８図は別の特徴をも示しており、これも説明を全うす
る為に説明する。この形式のＶＡＲ発生器が適当な隔離
変成器８２によって線１ｇ、２０゜２２に接続されるこ
とが示されている。この変換器はＹ結線の１次側８４及
びΔ結線の２次側８６を持っている。これを示したのは
、場合によっては、設計のよい慣行に従って、隔離並び
に／又は電圧レベルの調節が必要になることを考えての
ことであり、これは種々の実施例の全てに適用し得る別
の形の１つの接続を示している。

第９図はマクマレ−形インバータと呼ばれることもある
２番目の形式の強制転流式インバータを示す。この回路
並びにその動作が米国特許第３゜２０７．９７４号に詳
しく記載されている。このインバータも、３相形で示し
であるが、３つの同一の部分で構成されており、線１８
に直接的に関係を持つ部分だけを説明する。インバータ
の枝路が直流母線の間に、第１のサイリスタ８６と直列
に接続された第２のサイリスク８８を持つことが判る。

この２つのサイリスタは普通は電力サイリスタと呼ばれ
る。１対のダイオード９０．９２が、サイリスタ８６．
８８と夫々並列に且つそれに対して反対の極性で接続さ
れている。普通転流サイリスタと呼ばれる別の２つのサ
イリスタ９４，９６が直流母線の間に接続され、コンデ
ンサ９８及び誘導子１００がブイリスク９４の陰極と、
ダイオード９０の陽極及びサイリスタ８６の陰極との間
に直列に接続されている。幾つかのサイリスタを適正に
ゲート駆動することにより、コンデンサ９８が適切に充
電並びに放電して、枝路のサイリスクの転流を行なうが
、そのやり方はよく知られており、前掲米国特許によく
説明されている。この強制転流式インバータの直流端子
がコンデンサ１０２で終端している。

第１０図は更に別の形の強制転流式インバータを示す。

このインバータは普通ゲート・ターンオフ・インバータ
と呼ばれ、例えばパルス幅変調モード又は矩形波モード
で動作させることが出来る。

対称３相形がやはり示されており、１つの枝路に第１の
ゲート・ターンオフ・スイッチ１１０を持ち、それと逆
並列にダイオード１１２が接続されている・。同様に、
枝路の負の部分がゲート・ターンオフ・スイッチ１１４
を持ち、それと逆並列にダイオード１１６が接続されて
いる。このインバータの直流端子がコンデンサ１２０で
終端することが示されている。

以下の説明では、信号の符号の後に８を付したものは、
達成すべき所望の値又は指令された値を表わし、′のな
い符号は１ノ定値又は計算値を表わす。例えばＩＬ８は
ＬＣＩ出力電流の所望のレベルを表わし、符号ＩＬはＬ
ＣＩの実際の出力電流を表わす。

第１１図はこの発明の基本的な形式の装置を示す。第１
図に示す様な電力部分がそれに関連した制御装置と共に
設けられている。即ち、電源側変換器１１が端子Ｌ＋、
Ｌ２．Ｌ３で表わした３相交流電源に接続されている。

更に電源側変換器１１が誘導子１６を含む直流リンク１
４を介して、負荷側変換器１２に接続される。誘導電動
機２４が導体１８，２０．２２を介して負荷側変換器１
２に接続される。コンデンサ３４，３６．３８で構成さ
れたコンデンサ回路３２が線１８，２０゜２２を介して
電動機２４の巻線の間に接続されている。ＶＡＲ発生器
４０も電動機巻線の間にコンデンサ回路３２と並列に接
続されることが示されている。

電動機動作指令信号に応答する３つの帰還制御通路が図
示の電力回路に付設されていて、電源側変換器１１、負
荷側インバータ１２及びＶＡＲ発生器４０を夫々制御す
る様に作用する。この点について云うと、この発明の好
ましい実施例では、電動機の実際の速度に比例する帰還
信号がまず発生される。この信号は後で説明する様に固
定子周波数ωを表わすものであってよいが、図示の場合
はタコメーター３０から得られる信号Ｎである。

タコメーター３０が破線１３２によって電動機２４に接
続されることが示されている。タコメータ１３０が電動
機の実際の速度に比例する出力信号Ｎを線１３４に発生
する。この速度信号Ｎが加算点１３６で電動機の所望の
速度を表わす信号Ｎ８と加算される。信号Ｎ１はオペレ
ータ制御装置１３８の様な何等かの適当な手段から取出
される。

加算点１３６で決定された信号Ｎ及びＮ１の間の差が速
度調整回路１３９に供給される。この速度調整回路は伝
達関数に１」」盈互を持つことが出来る。回路１３９の
出力が電動機動作指令信号であって、こ＼ではトルク指
令信号Ｔ！と記しである。信号Ｔ１が３つの帰還制御通
路の各々に印加される。電源側変換器のサイリスタの点
弧を制御する上側の制御通路を最初に考えると、信号Ｔ
８が電流基準１４０に印加されることが判る。電流基準
は、実質的に下限を持つ絶対値回路であって、それから
信号ＩＬｔを出力として発生する。この信号が調整及び
点弧制御回路１４２に対する指令入力として作用し、こ
の回路が線１４４に出力信号を発生して、変換器１１の
サイリスクの点弧を制御する。同じく、信号Ｔ！が角度
基準１４６に印加される。角度基準は基本的には限界を
持つ線形増幅器であり、出力信号α８を発生する。信号
α８が点弧制御回路１４Ｂに対する指令入力として作用
し、この点弧制御回路が線１５０に出力信号を発生して
、負荷側変換器１２のサイリスタの点弧を制御する。負
荷側及び電源側変換器の制御装置としてのこれらの上側
の２つの通路の制御は周知である。これについて更に詳
しいことは、米国特許第４，４４９，０８７号を参照さ
れたい。

３番目の帰還通路がこの発明の主な対象とするものであ
る。この通路が、電動機磁束の所望のレベルを表わす磁
束指令信号ψ８に応答してＶＡＲ発生器４０の動作を制
御する。第１１図では、スイッチ１５８に関連した回路
の節１５７で、信号ψ８を発生する２つの方法が示され
ている。その１番目は、予定の値を持つ基準信号ψ、即
ちψ基準を入力端子１５９に印加して、スイッチ１５８
が下側の位置にある時、この信号が節１５７に現れ、信
号ψ７として作用することである。２番目の方法は、速
度調整回路１３９からの信号Ｔ富を入力として受取り、
関数ブロック１５２で信号ψ１を発生する。この信号は
、スイッチが上側の位置にある時、節１５７に現れる。

関数ブロック１５２が非線形利得及び限界を持つ絶対値
回路として示されている。信号ψ８が２つの通路を介し
て印加され、電動機励磁電流に対する指令ＩＭＥ！を設
定する。２つの通路を合せて磁束調整器１６１とする。

第１の通路がブロック１６３を通る順方向通路である。

第１近似として、励磁電流指令ＩＭＥ”がこの通路によ
って磁束指令と電動機励磁リアクタンスＸＭとの比とし
て定められる。第２の通路はブロック１６４を通る帰還
通路であり、信号ψ８が加算点１６０の一方の入力に印
加され、爾の他方の入力は実際の電動機磁束の絶対値を
表わす信号Ｉψ１である。信号１φ１の発生は、例＆ば
電動機に付設した磁束コイルがら取出すこと等によって
変り得る。然し、図示の実施例では、信号ｌψ１が回路
１６２によって発生される。回路１６２が電動機の端子
電圧を積分して、積分の絶対値の和を決定し、実際の磁
束を表わす信号を発生する（信号１ψ１を発生するこの
方法について更に詳しいことは、第１４図に示されてい
る）。

加算点１６０で得られる。信号ψ８及び１ψ１の間の差
が、ブロック１６４に印加される。このブロックは速度
調整回路１３９とはＶ同じ形の伝達関数を持っていてよ
い。この関数はに２１＋Σ乃−と表わすことが出来る。

磁束調整器の出力が、電動機を正しく運転する為に、電
動機電流の励磁成分の所望のレベルに比例する指令信号
ＩＭＥ！である。この成分は第３図に示す空隙磁束と同
相である。信号ＩＭＥ”が３人力加算点１６６の１つの
入力に印加される。２番目の入力は信号ＩＬＥである。

この信号は関数ブロック１６８の出力であり、この関数
ブロックが電流調整器１４０からの信号ＩＬ１と角度調
整器１４５からの指令ｓｉｎα８との積を発生する。こ
のＩＬＥが負荷転流式インバータ回路が必要とする無効
電流を表わす（第３図参照）。加算点１６６に対する３
番目の入力が、コンデンサ回路３２から装置に供給され
る電流の絶対値に比例する信号１１ｃｌである。この電
流信号は、後で説明する様な計算等により、任意の適当
な方法で取出すことが出来る。この代りに、第１１図に
示す場合、この信号はコンデンサ回路３２を電動機に接
続する線の電流を感知する３つの変流器１７０，１７２
，１７４を使うこと等により、感知した値から発生する
ことが出来る。感知装置の出力が関数ブロック１７６に
接続され、このブロックが、個々のコンデンサ電流の絶
対値を決定して、それらの値を加算し、電流信号ＩＩｃ
＋をその出力に発生する。

加算点１６６の出力がＩＸ”％即ちＶＡＲ発生器の電流
に対する指令である。これが調整器及び点弧制御装置１
８０に印加され、この装置からは、前に述べた様にＶＡ
Ｒを適正に補正する様に、ＶＡＲ発生器４０のゲート駆
動を制御する信号を発生する。即ち、線１６６からの信
号の値により、ＶＡＲ発生器は、励磁電流１ｘ（ＶＡＲ
）を制御する為に、適当なＶＡＲ発生器のサイリスタ又
はゲートの点弧時刻（位相角）を調節する様に制御され
る。

この点で、電動機磁束の関数としてＶＡＲの発生を制御
することが、この発明では常に用いられていることに注
意されたい。この為、具体的に図面に示してないが、帰
還信号ｌＬＥ及び１Ｉｃｌを省略して、磁束調整器の出
力を調整器及び点弧制御装置１８０に直接的に接続する
ことにより、動作の制御を行なうことが出来る。この一
層簡単な方式の問題は、電動機の励磁に対するコンデン
サ回路３２の正帰還効果に悩まされることである。

この帰還効果を直観的に説明すれば、電動機磁束を生じ
させるコンデンサ回路３２からの電流が、前掲の式（１
）に示される様に、電動機電圧と直接的な関係を持つ。

この為、電動機電圧が増加すると、コンデンサ電流が増
加するが、これは電動機励磁電流の増加である。この電
動機励磁電流の増加により磁束が増加する。その為、電
動機電圧が更に増加する。この為に正帰還が生じ、これ
は複雑化する傾向を持ち、その結果不安定状態が起こる
惧れがある。図示の様に接続された電動機２４及びコン
デンサ回路３２のモデルから、電動機励磁電流ＩＮ−正
帰還ループが次の式で表わされる総合利得を持つことを
示すことが出来る。

１＋Ｓｔ＋ Ｉｃ／１Ｍ日−ＬＭ・ω１・ω＋−ｃ １＋５ｔ２ ニーでＬＭは電動機の等偏磁化インダクタンス、ω１は
電動機速度に滑りを加えた値に比例する固定子周波数、
Ｃはコンデンサ回路３２の実効静電容量、Ｓはラプラー
ス変換演算子、ｔ２は典型的には約１秒の値を持つ時定
数、ｔｌは典型的にはｔ２より短い時定数である。

上に示した式から、正帰還が速度の自乗に比例すること
が判る。この為、低い速度では、このループの影響は重
要ではなく、制御しない場合、電動機は全く励磁されな
い。特定された速度、典型的には０．５単位の範囲で、
ループの総合利得が１に達する。これがコンデンサ回路
による電動機の自己励磁の速度である。更に高い速度で
は、正帰還により、電動機が飽和レベルに励磁される。

一層低い速度では、ＶＡＲ発生器が存在しないと、磁束
がなくなる。

従って、第１１図で信号■ＬＥ及びｌｌＣｌを含めたの
は、この正帰還効果を減結合し、指令された電動機励磁
電流を発生する為にＶＡＲ発生器が必要とする電流の大
きさ、即ち、電動機電流の励磁成分−ＩＭ−大きさを表
わす信号Ｉｘ！を発生する為である。電動機電流励磁成
分を決定する任意の因子に変化があった場合、その変化
により、電動機励磁時定数ｔ２だけ遅延して電動機磁束
に変化が生ずる。この為、帰還信号ＩＬＥ及びＩＩｃ＋
を含めることにより、電流の励磁成分の変化が検出され
、電動機磁束が大幅に変化する前に補正が行なわれ、上
に述べた正帰還ループが遮断される。

時定数ｔ２は１秒程度であるから、制御ループは約１ラ
ジアン／秒に対して速くしなければならない。これは現
状では極く控え目な条件である。

第１２図はこの発明の異なる形をした別の実施例を示す
。第１２図は全体的には第１１図に示したのと同じ形式
の装置である。その為、第１２図では、第１１図に示し
た部分の内、説明に必要な範囲だけを前掲しである。負
荷転流式インバータ、即ち、変換器１１及び１２の制御
は前に述べたのと同じであってよいことをはっきりと承
知されたい。第１１図に比べて第１２図の違いは、ＶＡ
Ｒ発生器４０の制御である。

次に第１２図について具体的に説明すると、負荷側変換
器１２）直流リンクの誘導子１６、線１８．２０，２２
）誘導電動機２４及びコンデンサ回路３２が示されてい
る。ＶＡＲ発生器４０は強制転流形であることが好まし
いが、線１８．２０゜２２）従って電動機２４に可変の
励磁電流Ｉ×を供給する。第１１図について説明したの
と同様に、磁束調整器１６１を設けて、加算点２００に
対する入力として、出力指令信号ＩＭＥ！を発生する。

加算点２００に対する２番目の入力がＩＭＥレゾルバ２
０２から取出した線２１０の信号ＩＭＥである。

レゾルバ２０２として考えられる実施例は後で説明する
が、それが電動機２４の端子電圧を表わす信号を線２０
４を介して受取る。レゾルバ２０２は変流器２０６及び
線２０ｇの様な適当な感知素子を介して、電動機に供給
される各相電流を表わす信号をも受取る。レゾルバ２０
２から線２１０に出る出力ＩＭＥが、実際の電動機励磁
電流の大きさを表わす。

加算点２（ＬＯの出力は、電動機励磁の所望のレベルと
電動機励磁の実際のレベルとの間の差を表わすが、この
出力が簡単な積分関数（ブロック２１２）に印加され、
その出力が、電動機を適正に励磁する為に、ＶＡＲ発生
器４０が発生しなければならない励磁電流の大きさを表
わす信号■×８である。信号■×ｘが、第１１図の調整
器及び点弧制御装置１８０の調整器部分を構成する２つ
の関数ブロックに印加される。この様に調整部分を分け
て示したのは、第１図の破線４２に示す様に、ＶＡＲ発
生器が別個の電源から供給される場合にも適する史に一
般的な形の調整及び制御作用を示す為である。信号Ｉｘ
８が関数ブロック２１４に印加される。この関数ブロッ
クは実質的に絶対値回路であり、それが点弧制御装置２
１８に対し、ＶＡＲ発生器４０の出力の大きさを制御す
る信号を発生する。ＶＡＲ発生器の出力の向き（極性）
が関数ブロック２１６の出力によって決定される。

この関数ブロックが、信号Ｉｘ！の極性だけに応じて、
＋９０°又は−９０＠の何れかを表わす出力を発生する
。２つのブロック２１４．２１６からの信号が点弧制御
装置２１８に印加され、この点弧制御装置は、これらの
信号に応答して、ＶＡＲ発生器のサイリスクの点弧角を
制御する。この為、ＶＡＲ発生器の出力が、電動機の実
際の励磁電流ＩＮ−関数として調整される。

第１２図に示すＩＭＥ制御ループは、電動機洩れリアク
タンスの小さな影響を別にすると、電動機の内部パラメ
ータを何等含んでいないから、応答速度はＶＡＲ発生器
自体によってしか制限されない。従って、ブロック２１
２の利得定数Ｋｅは、電動機の励磁電流のレベルを希望
する通りに保つ為の速い安定なループを構成する様に選
ぶことが容易である。電動機励磁電流を調整するこの制
御ループの利点は、実質的に、励磁の誤差が磁束の誤差
となる前に、この励磁の誤差を補正することにより、正
帰還ループを遮断することである。この回路は磁束ルー
プを直線化する傾向をも持つ。

図面には示さなかったが、前に触れた実施例で、磁束ル
ープの出力をＶＡＲ発生器の電流指令と見なした。然し
、磁束はＶＡＲ発生器の励磁電流に正比例せず、電動機
の合計励磁電流に比例する（比例定数は磁気飽和によっ
て決定される）。この為、磁束調整器の出力をＶＡＲ発
生器４０に対する指令Ｉ×と見なす時、制御は線形では
ない。

然し、磁束ループの出力を電動機励磁電流ＩＮ♂に対す
る指令と見なし、この励磁電流を帰還の為に（第１２図
の様に）測定し、誤差をｌｘ８と見なすと、磁束制御が
直線化される。同様に、磁束ループの出力を電動機励磁
電流指令ＩＭＥ！と見なし、第１１図に示す様に、ＩＭ
−他の全ての成分を補正することによってｌｘ８の指令
を発生して、ＩＭＥ”の残りの部分をＶＡＲ制御器に対
する指令Ｉｘ８と見なすと、磁束ループが直線化される
。

第１１図又は第１２図のこういうループは、可変ＶＡＲ
発生器４０に要求される強制範囲又はダイナミック・レ
ンジをも減少する。何等かの変化が起こった時、例えば
ＬＣＩからの電動機電流の励磁成分に変化が起こった時
、電動機磁束はその１秒の時定数で変化し始める。この
変化を直ちに是正せず、電動機磁束の変化が磁束ループ
によって感知されるまで放置すると、この磁束誤差を補
正するには、電動機励磁電流の３つの成分の補正が必要
になる。補正が必要な第１の成分は、合計電動機励磁電
流ＩＭ−変化である。補正が必要な第２の成分は、磁束
の変化を許した為に変化したコンデンサ電流に対するも
のである。第３の成分は、磁束レベルを満足し得る速度
で復元する為のある過渡的な強制電流を作ることである
。３つの成分の向きが普通は同じであるから、それらが
組合さって、ＶＡＲ発生器のダイナミック・レンジ条件
を定める。全ての誤差がＩＭＥ誤差として感知される場
合、即ち、電動機励磁電流の誤差として感知され、磁束
が変化する前に励磁電流を補正した場合、補償を必要と
する唯一の変化は、励磁電流の擾乱である。

第１３図は第１２図のＩＭＥレゾルバ２０２に考えられ
る１つの構成を示す。レゾルバ２０２は３つの各相成分
２２０，２２２及び２２４で構成され、これらが各相励
磁電流１　　　、！ＭＥＩ　　　ＭＥ２’ Ｉ□３を夫々発生する。各成分は全体的な装置における
接続を除けば、実質的に同一であるから、２２０だけを
詳しく説明する。第１３図は、各相に対し、次の式を構
成する。

１１　ｘｖｌ　　Ｉ＋　　・（Ｖ２　　Ｖ３　）’ＭＥ
Ｉ−− ｌ　ｖ＋　　ｌ　　　　　（Ｖ２−Ｖａ　）ニーで・及
び×は両方ともベクトル乗算を表わし、２番目の式は平
衡３相系統にだけ成立する。

次に相成分２２０について説明すると、第１相゛又は相
１の電流に比例する信号がセンサ２０６から適当なベク
トル掛算器２２６に供給されることが判る。電動機２４
の相２及び相３から線２０４を介して送られる電圧信号
が、差動増幅器２２８に供給される。増幅器２２８の出
力は相間電圧ｖ２３に等しい。この信号が掛算器２２６
の２番目の入力に印加され、この掛算器の出力は、相間
電圧と相電流のベクトル積である。この出力が割算器２
３０に供給される。増幅器２２８の出力は絶対値回路２
３２にも供給され、この絶対値回路の出力が低域フィル
タ２３４に印加され、このフィルタの出力が信号Ｖ２３
の絶対値に比例する信号になる。この信号が割算器２３
０の２番目の入力に印加される。従って、割算器２３０
の出力は、相１に対する電動機励磁電流に比例する信号
（ＩＭＥ□）である。信号ＩＭＥ□が加算点２３６の１
つの入力に印加される。成分２２２及び２２４が相２及
び３の電流と種々の各相電圧に対して同様に接続されて
、夫々ｌ　　及び’　ＭＢ２と記す出Ｅ２ 力を同様に発生し、これらが加算点２３６に対する別の
入力となる。加算点２３６から線２１０に出る出力が、
第１２図に示す信号ＩＭＥである。

第１４図は、第１３図の比較的簡単な装置に比べて比較
的改善されたＩＭＥレゾルバを示しているが、これと引
替えに余分の回路が必要である。この実施例は、３和会
部からの情報を使って、端子電圧ではなく、空隙電圧に
関係したリップルのないＩＭＥの目安を取出す。第１４
図のレゾルバは、電動機励磁電流の大きさに下記の定義
を用いる。

ψ０°Ｉｏ＋ψＱ　’　ＩＱ Ｉ　　−（５） Ｅ ｌψ１ 第１４図について説明すると、相１の電流を表わす信号
１１がセンサ２０６によって取出され、加算点２５４の
１つの入力になることが判る。加算点２５４に対する他
方の入力は、装置の相３からセンサ２０６によって取出
された信号Ｉ３である。従って、加算点２５４の出力は
、残りの相の電流Ｉ２の値である。第１４図では、信号
■１がＩｏとも示されており、これは直軸電流、即ち磁
束と同相と考えられる電流の意味である。この電流信号
が掛算器２６０の１つの人力になる。信号Ｉ２及び１３
が加算点２５６で加算され、この加算点の出力が０．５
７７の利得を持つ増幅器２５８に印加される。この増幅
器の出力は、横軸電流ｒｏを表わす信号であり、掛算器
２６２の１つの入力になる。

２つの掛算器２６０．２６２の２番目の入力は、電動機
の直軸及び横軸磁束成分を表わすψＤ及びψＱと記した
磁束信号である。これらの磁束信号ψ０及びψＱは次の
様に発生される。各相電圧が分圧器を介して差動増幅器
に印加され、その出力に大地に対する信号を発生する。

即ち、相電圧Ｖ１が、相１及び大地の間に接続された抵
抗２７０．２７２を含む分圧器の中点から、差動増幅器
２８２の１つの入力に供給される。同様に、電圧ｖ２が
抵抗２７４，２７６を介して増幅器２８４の入力に印加
され、相電圧ｖ３が抵抗２７８．２８０を持つ分圧器を
介して差動増幅器２８６に印加される。各々の増幅器２
８２，２８４，２８６の２番目の人力が大地に接続され
ている。従って、３つの増幅器２８２．２８４，２８６
の出力は、大地に対する各相電圧を表わす信号である。

この各々の信号が加算点２９０に対する入力となり、そ
こで加算され、その和が０．３３３の利得を持つ増幅器
２９４に印加される。増幅器２９４から節２９２に出る
出力が対地中性点電圧を表わす。

節２９２の信号が、各々の対地電圧信号と組合されて、
中性点信号に対する各相電圧を発生する。

即ち、増幅器２８２の出力が加算点２６８で節２９２の
電圧と組合され、中性点に対する相１の電圧の表示（ｖ
ｌＮ）を発生する。同様に、増幅器２８４．２８６の出
力が夫々加算点２９６，２９８で節２９２の信号と組合
されて、対中性点各相電圧信号ｖ２Ｎ及びｖ３Ｎを発生
する。加算点２６８゜２９６．２９８の出力が３つの加
算点３００，３０２．３０４に対する入力として夫々印
加される。

３つの加算点３００，３０２．３０４に対する２番目の
入力は、電動機電流による電動機の洩れイｃ（ｉ ンダクタンスの電圧に比例する信号、即ちＬπである。

この為、加算点３００に対する２番目の入力は、信号１
１を入力として受取る微分回路３０６の出力である。同
様に、信号Ｉ２に接続されｉ た微分回路３０８が相２に対するＬπ信号を発生し、信
号Ｉ３に接続された同様な微分回路３１０が同様な信号
を加算点３０４に供給する。

３つの加算点３００，３０２，３０４の出力が電動機の
再生された空隙電圧を表わし、夫々ｖＲ１”Ｒ２”Ｒ３
と記すレテイル。加算点３００からの信号ｖＲ１（電動
機電圧の直軸成分）が積分回路３０６の人力となり、そ
の出力が電動機磁束の直軸成分ψＤを表わす。信号ψＤ
が掛算器２６０の２番目の入力となる。信号ｖＲ２及び
ｖＲ３が加算点３０８に印加され、その出力が０．５７
７の利得を持つ増幅器３１１で乗算され、この増幅器の
出力には電動機電圧の横軸の値Ｖｏを表わす信号が発生
される。この信号が別の積分回路３１２に印加され、そ
の出力が電動機磁束の横軸の値ψＱを表わす。この信号
ψＱが掛算器２６２の２番目の人力となる。掛算器２６
０．２６２の出力が加算点３１４に印加され、その出力
が割算器３１６の一方の入力となる。

割算器３１６に対する２番目の入力は、電動機磁束の絶
対値（１ψ１）に比例する信号である。

第１４図では、この信号を取出す為、最初に積分器３０
６からの信号ψＤを掛算器３１８の両方の入力に供給す
る。従って、この掛算器の出力は直軸成分の自乗ψＤ２
である。同様に、信号ψＱが２番目の掛算器３２２の両
方の入力に入り、その出力が横軸磁束の自乗ψＱ２に等
しく、加算点３２０に対する２番目の入力となる。加算
点３２０の出力が平方根関数ブロック３２４に供給され
、その出力が割算器３１６の２番目の人力となる。

前に述べた様に、この入力は電動機磁束の絶対値（１ψ
１）に比例する信号である。割算器３１６の出力が電流
ＩＭＥであり、これが第１２図の場合は、線２１０を介
して加算点２００に供給される。

第１４図の実施例は、第１３図に比べて、次に述べる様
な利点がある。まず、２相の電流だけを感知し、３番目
の相の電流は回路から取出される。

上に述べた様に、各相電圧から空隙電圧が再生される。

この装置は、電流及び電圧信号の両方を３７相基準から
よく知られた２相の直軸及び横軸方式に変換することに
よって、簡単化されている。更に、再生された空隙電圧
を積分して空隙磁束を求め、この積分が電圧の高調波を
除く傾向を持ち、こうして瞬時的な乗算を一層ベクトル
乗算として有効なものにする。最後に、絶対値関数では
なく、自乗の和の平方根を使うことにより、磁束の大き
さがリップルのない形で取出される。

これまでの説明は、電動機磁束レベルが固有の不安定性
を持つものであって、積極的な制御作用がなければ、磁
束が飽和状態又はゼロになる様な電動機駆動装置及び制
御装置に対するものである。

この磁束制御が、ＶＡＲ発生器の電流出力を制御するこ
とによって行なわれ、従って、装置の電流指令がこの発
生器の能力をイ可れかの向きに越えるものであった場合
、磁束がその限界値になり、駆動装置を運転停止にしな
ければならないことは明らかである。例えば、ＶＡＲ発
生器が磁束を支える為にコンデンサと相加わっていて、
電動機が、コンデンサとＶＡＲ発生器の電流の和から得
られるよりもより多くの励磁を必要とする場合、磁束が
減少し始める。この減少が利用し得るコンデンサ電流を
減少させ（電動機電圧の低下の為に）、更にトルクを維
持する為に負荷転流式インバータ回路からの電流の増加
を招き、それが利用し得る励磁電流を更に減少する。こ
の為、磁束は全面的に消滅する。

ＶＡＲ発生器が誘導性のモードで動作していて、その為
に、励磁電流に対するその時の需要を越えたコンデンサ
電流の部分を相殺する時に、もしＶＡＲ発生器がその電
流限界に達した場合、別の無拘束状態が起こる。この場
合、ＶＡＲ発生器がもはや電流を増加することが出来な
いので、磁束の僅かな増加により、コンデンサ電流が増
加し、こうして励磁を増加する。磁束が一層大きくなる
ことにより、負荷転流式インバータ回路の電流が（同じ
トルクを発生する為に）減少し、利用し得る励磁電流を
更に増加する。この為、磁束が再生的に増加し、ついに
は電動機の飽和によって全ての励磁電流が消費されるこ
とがある。電動機速度が定格に近ければ、磁束の飽和レ
ベルは、インバータが耐え得る電圧よりも一層高い電動
機電圧を発生する惧れがあり、損傷を避ける為に、駆動
装置の運転停止を行なうことが必要になる。

上に述べた問題を軽減する１つの方法は、どんな場合に
も、過渡状態でも電流の限界に達することがない様に、
ＶＡＲ発生器に十分な容量を持たせることである。これ
は可能なことではあるが、明らかに不経済な解決策であ
る。

次に述べる解決策は、ＶＡＲ発生器がその範囲から飛出
す時、電動機の励磁の制御を負荷転流式インバータ回路
に移すことである。この点について云うと、以下の説明
では、使われるＶＡＲ発生器は遅れ及び進みの両方のＶ
ＡＲを発生することが出来る任意の形式であると仮定す
る。

この構成では、ＶＡＲ発生器が誘導性動作モードでその
限界にある時、ＬＣＩは、その負荷側の角度をα−９０
＠に向けて移すと共に、その電流レベルを、減磁無効電
流を制御しながら増加すると共にトルクを変えない様な
統制された形で増加する。こういう方式が第１５Ａ図、
第１５Ｂ図及び第１５Ｃ図に示されている。これらの図
は、第３図、第４図及び第５図で用いたのと同様な標識
及び符号を使った電動機電流のベクトル図である。

第１５Ａ図は、ＶＡＲ発生器の出力電流Ｉ×が誘導性の
方向で限界値にあるが、過大なコンデンサ電流■ｃを打
消すのに十分である場合である。

この場合、全体的な動作は安定範囲の端にある。

第１５Ｂ図はトルクを変えずに、速度を僅かに上昇した
時の影響である。速度上昇により、コンデンサ電流１ｃ
が増加し、ＶＡＲ発生器の出力電流Ｉ×はこのＩｃの増
分を相殺する様に増加することが出来ない。補正されな
い誤差により、磁束が飽和状態に向かって積成し始める
。

第１５Ｃ図はこれから説明する実施例による改良を示し
ており、この実施例の構成を後で第１７図について説明
する。第１５Ｃ図で、ＬＣＩの負荷側変換器の角度が値
Δαだけ変えられ、ＬＣＩ電流ＩＬが値ΔＩＬだけ増加
することが認められよう。この正味の効果として、電動
機トルクが維持され（ＩＬの垂直成分は変らない）、磁
束の制御作用が維持される（全ての水平成分の和がＩＭ
の水平成分と釣合う）。

この場合の、即ち誘導性の限界の場合の装置の動作は、
これを電動機装置の正常の動作モードとして使うことが
可能であり、場合によっては望ましいくらいに満足し得
るものである。即ち、コンデンサ電流が４’ｆ１かでも
必要な励磁電流の正味の大きさを越える場合、ＶＡＲ発
生器をターンオフし、又は省略し、駆動装置は負荷転流
式インバータ回路だけで動作させることが出来る。

ＶＡＲ発生器が容量性電流の限界で動作する場合が第１
６Ａ図、第１６Ｂ図及び第１６Ｃ図に示されている。第
１６Ａ図では、利用し得るコンデンサ電流が小さく、Ｖ
ＡＲ発生器はその電流電界に達するまで、容量性の向き
に電流を増加している。この場合も、装置の励磁電流の
需要が充たされるので、装置は安定である。

第１６Ｂ図は所望の電動機トルクに変化がなくて、速度
が僅かに低下した場合の影響を示す。この場合、周波数
の低下により、コンデンサ電流Ｉｃが減少する。ＶＡＲ
発生器の電流Ｉ×が増加することが出来ず、その結果、
図示の様な補正されない誤差が出る。この励磁の不足が
、磁束の消滅のきっかけとなる。

第１６Ｃ図はこの発明の改良の効果を示している。この
場合、利用し得るコンデンサ電流とＶＡＲ発生器の電流
の和が電動機の励磁の需要を充たすまで、ＬＣＩ電流を
減少する。角度は、可能な最小限の無効電流を減磁方向
に発生する様な値に既に指令されているのが普通である
から、ＬＣＩの角度には何の変更も指令しない。供給さ
れるトルクがΔＴで示した量だけ減少する。この場合、
所望のレベルのトルクを充たす満足し得る方法はないが
、大抵の場合、電動機を減速し、トルクが減少する為に
一層遅い速度で運転する方が１、磁束が消滅して全くト
ルクを発生しなくなり、その結実装置の運転停止をしな
ければならなくなるよりもよいと考えられる。利用し得
るＶＡＲの限界により、指令されたトルクを送り出すこ
とが出来なくなる動作点は、ＶＡＲ発生器が存在しても
しなくても到達する。ＶＡＲ発生器が進みのＶＡＲを供
給することが出来る場合、この点に達する前に、一層多
くのトルクを発生することが出来る。然し、低下したト
ルク・レベルではあっても、ＶＡＲ発生器がなくても、
作用し得る装置を構成することが出来ることを示してい
る。

第１５Ａ図乃至第１５Ｃ及び第１６Ａ図乃至第１６Ｃ図
は、この発明のこの実施例の所望の動作モードをはっき
りと示すものと考えられる。こういう所望の結果を達成
する構成が第１７図に示されている。第１７図は若干の
違いはあるが、（第１１図を修正した）第１２図に示す
装置と同じ性格である。第１７図では、ＩＭｔ整器２１
２の出力をｌＥ！と記しである。これに対して、第１２
図では、この出力をＩｘ″と記したが、これはＶＡＲ発
生器を直接的に制御する信号であった。第１７図では、
信号１５本が３つの新しい関数ブロック４００，４０２
．４０４に印加され、電動機２４が要求する励磁電流の
変化に比例する励磁電流補正指令と定義する。

関数ブロック４００が両方の方向で制限された線形増幅
作用を持ち、このブロックの出力が信号Ｉｘｔであり、
これは前に述べた様に、ＶＡＲ発生器を制御する為に、
２つの調整器関数２１４゜２１６に印加される。ブロッ
ク４００の出力の限界は、ＶＡＲ発生器の限界と一致す
る様に設計されている。信号ＩＦ！が関数ブロック４０
２の一方の人力にもなり、これはブロック４００の出力
の上限だけで、出力信号を発生する。即ち、指令信号Ｉ
Ｅ８が容量性の方向でＶＡＲ発生器の能力を越えた場合
、関数ブロック４０２からの「こぼれ」が生ずる。この
こぼれを利得ブロック４０６に通す。この利得ブロック
はプログラム可能な限界回路４０８の限界を調節して、
負荷転流式インバータ回路の電流を、信号ＩＦ：８によ
って要求される程度に、その減磁効果を減少するのに必
要な程度に減少する様に作用する。これが第１６Ｃ図に
示した作用である。ブロック４０６の利得は、■Ｅｘの
増分によって、ＶＡＲ発生器がこの増分に応答すること
が出来た場合に得られるのと同じ励磁電流効果が得られ
る様に定められる。この為、磁束をＶＡＲ発生器で制御
する状態から磁束をＬＣ１回路で制御する状態に切換え
ても、全体的な電動機励磁電流（ＩＭＥ）ループのクロ
スオーバ周波数は変らない。

限界回路４０８は、利得ブロック４０６からの小さな信
号に対して直ちに応答する様な特徴を持っている。利得
ブロック４０６の出力に一番小さい信号が現れた時、ブ
ロック４０８のクランプ又は限界を、存在するトルク指
令信号ＴＸまで瞬時的に下げる。この為、ブロック４０
６からのその後の出力が、電流基準１４０′からの信号
！Ｌ８を直線的に減少させる。この特徴がない場合には
、小さな誤差をブロック４０６に通しても、信号１％が
既に最大限界に近くになければ、この信号に何の影響も
ない。

こ＼で第１７図に示す電流基準ブロック１４０′及び角
度基準ブロック１４６′が、第１１図に示した同様な関
数ブロック１４０，１．４６とは若干異なることに注意
されたい。第１１図では、例えば電流基準は１つの下限
レベルしか持たなかったが、第１７図の電流基準１４０
′は可変の下限レベルを持つことが判る。同様に、第１
１図に示す角度基準１４６は限界付きの１つの勾配しか
持たないが、第１７図の角度基準１４６′は多数の勾配
を持っている。こういう蛮更は、誘導性限界に従って適
正な作用を行なう為に必要である。

これは米国特許第４，４４６．４１４号に記載されてい
るのと同様な作用である。

次に誘導性限界の特徴について説明すると、指令信号Ｉ
Ｆ：！が誘導性領域内でＶＡＲ発生器の能力を越えた場
合、即ちブロック４００の出力の下限を越えた場合、（
ブロック４０４から過大指令として）こぼれ出力があり
、これを非線形利得ブロック４１０で修正する。この利
得ブロックの出力が、電流基準１４０′及び統制された
角度指令基準１４６′の動作を変える。

ブロック１４０′及び１４６′に対するブロック４１０
の出力の影響を正しく理解するには、最初にこれらの２
つのブロック１４０’、１４６’の「正常」な動作を説
明することが必要である。

「正常」な動作では、関数ブロック４０４からのこぼれ
信号がなく、従って利得ブロック４１０からの出力もな
い。この為、電流基準１４０′の下限はその最低レベル
にあり、ブロック１４６′の対応する角度制御は最も急
な勾配を持つ。この状態では、動作は第１１図及び第１
２図に説明した動作と同一である。即ち、１４０′から
の電流基準が負荷転流式インバータ回路に対する電流指
令となり、ＩＬ８の大きさに対して直線的な比例関係を
持ち、ＬＣ１回路の作用にとって必要な小さな最小の電
流を持つ。ブロック１４６′によって発生される角度指
令は、トルク指令Ｔ１がゼロに近い時を除き、完全な反
転（α−１８０°）に近いか或いは完全な整流（α−θ
°）に近いかの何れかである。トルク指令がゼロを通過
する時、電流基準１４０′からの電流指令出力がその最
小値であるから、角度指令が一方の限界から他方の限界
へ急速に変化する。トルク指令信号Ｔ８の関数としての
ベクトルＩＬの軌跡が第１８図に示されている。

この動作モードの理由は、電流の下限を守り、減磁電流
を最小にしながら、ＬＣＩから所要のトルクを供給する
ことである。ＬＣＩ電流の内、無効であって減磁方向で
ある成分は、次の式で表わす振幅を持つ。

Ｉ　ｕ−Ｉ　Ｌ　　ｓｉｎα（６） ＬＣＩ電流のトルクを発生する成分は次の式で表わされ
る。

１ＬＴ−１ＬＣＯ８α　　　　　　　　　（７）上に定
義したトルクを発生する電流ＩＬＴがＬＣＩの主な機能
である。無効電流ｌＬＥ＋よ正常な動作では望ましくな
いと見なされる。αをＯ又は１８０６の近くに保ち、そ
こでｓｉｎαをＯに近くし、ＣＯＳαを最大にするのは
この理由である。ｓｉｎαを大きな値にする値（９０’
近く）を通ってαを変化させなければならない時、減磁
電流’ＬＥを最小限に抑える為に、小さな電流で、即ち
電流基準１４０′の出力を最小値にしてこの変化を行な
わせる。

第１５Ａ図乃至第１５Ｃ図に図示した様に、装置が誘導
性の限界に達した時、そして関数ブロック４０４から出
力がある時、トルクを発生する成分■ＬＴに何の影響も
ない様にしながら、負荷転流式インバータ回路、即ちＬ
ＣＩに増加した値の減磁電流■ＬＥを出力させることが
、利得ブロック４１０の作用である。この為、ＬＣＩは
、トルクを乱すことなく、減磁（誘導性）電流を供給す
ることにより、磁束を制御することが出来る。こういう
ことが、利得ブロック４１０の出力を電流基準１４０′
に印加して、事実上このブロックがら指令される最小電
流を引き上げることによって達成される。ブロック１４
０′及び１４６′は、ブロック４０８について前に述べ
たのと同様な作用を持ち、利得ブロック４１０からの最
小信号により、ブロック１４０′の下限が、ブロック４
０８の出力で表わされるその時存在する電流レベルまで
、直ちに引上げられる様にする。ブロック４１０からの
以後の信号に対し、下限を直線的に増加し、電流基準１
４０′が電流を増加する様にする。角度基準１４６′が
、利得ブロック４１０からの出力に対して同様に反応し
て、角度を変える。即ちα−９０＠に向かって変化させ
る。

ブロック１４０′及び１４６′を結ぶ破線は統制作用を
示す。図示の様に、ブロック１４０′で指令された最小
電流の増加を招く利得ブロック４１０からの同じ信号に
より、ブロック１４６′から指令される角度がα−９０
°に向かって変わる。

ブロック１４０′及び１４６′の作用は、ＬＣＩ電流の
大きさ並びに角度の変化により、電流のトルク発生成分
（Ｉ　ＬＴ）を乱さずに、ＬＣＩの出力の無効成分（Ｉ
　ＬＥ）を変えられる様に統制されている。ブロック４
１０からの信号が、ＬＣＩ電流の大きさ並びに角度に対
して持つ影響が、第１９図のベクトル図に示されている
。

ブロック１４０′及び１４６′の利得及び利得ブロック
４１０の非直線性は、指令ＩＥ″の所定の増分、に対し
、アンペア数で表わした磁化電流’ＬＥの利得が、指令
ＩＥｔの増分当りの電流Ｉ×のアンペア数で表わしたＶ
ＡＲ発生器の利得と同じになる様に選ばれる。この直線
化作用は、転流リアクタンスの両端の電圧に対してリア
クタンス性である電流■ＬＥが、電動機の空隙電圧に対
してリアクタンス性である電流ＩＭＥと全く同じ角度で
はないことを考慮に入れている。然し、この差は大きな
ものではない。ブロック４０４，４１０゜１４０′及び
１４６′の全ての特性の組合せにより、電動機励磁電流
に対する信号■Ｅ″の利得は、ＶＡＲ発生器によって電
流！×を発生するか或いはＬＣＩによって電流ＩＬを発
生するかの何れの制御作業によっても、同じである。こ
の為、どの電力回路が有効に励磁を制御しているかに関
係なく、全体的な電動機励磁電流調整ループのクロスオ
ーバ周波数は変わらない。

この為、第１７図に示したこの発明の実施例は、ＶＡＲ
発生器及び負荷転流式インバータ回路（ＬＣ１）を用い
て、電動機励磁電流を制御する為にどの電力回路を使う
かの関数として、ＩＭＥ調整ループのダイナミックな変
化が最小限になる様な、誘導電動機励磁電流ＩＮ−制御
作用を保つ方法である。

前に第１５Ａ図乃至第１５Ｃ図及び第１６Ａ図乃至第１
６Ｃ図について説明した様に、ＶＡＲ制御器を用いない
で動作することも可能である。即ち、第１７Ａ図でＶＡ
Ｒ制御器及びその制御回路、即ち破線のブロック２１５
内の回路を除き、こぼれ信号に対する限界（ブロック４
００）を、ＶＡＲ制御器のゼロの能力に対応してゼロに
設定した場合、装置は前に１ｌｓｃ図及び第１６Ｃ図に
ついて説明した様に動作する。

第２０図はこの発明の別の実施例を示す。第１７図の実
施例では、加算点２００の出力が信号ＩＭＥ”及び信号
ＩＭＥの間の差、即ち指令された電動機励磁電流と実際
の電動機励磁電流の間の差であった。第１７図では、信
号ＩＭＥは、第１２図、第１３図及び第１４図について
詳しく説明した様なＩＭＥレゾルバ２０２から来るもの
として示しである。第１１図の説明で述べた様に、コン
デンサ電流を実際に感知することにより、コンデンサ電
流１１ｃｌが導き出される。然し、その時、この電流は
計算することも出来ると述べた。更に、第１１図の説明
では、ＬＣＩに必要な励磁電流（Ｉ　ｔ、ｇ）を発生す
る方法を示した。更に比較すれば、第１７図の加算点２
００が第１１図の加算点１６６に対応する。加算点１６
６には、信号Ｉ　０、ＩＬＥ’及びｌｌＣｌが印加され
ている。

Ｅ 前に説明したＩＭＥレゾルバは電流をその励磁成分、即
ち空隙磁束と同相の成分に分解する為に、電動機電流及
び電動機電圧の両方を感知することが必要であった。第
１１図では、コンデンサ回路の実際の電流を感知し、変
流器の様な装置を使うことが必要であった。第２０図に
示す実施例は、基本的には第１７図と同じ形式の装置で
ある。即ち、こぼれ形装置である。然し、利用し得るバ
ラメータから電動機電流の励磁成分を計算し、こうして
電動機電流の感知並びにその種々の成分の分解を避けて
いる。

次に第２０図について説明すると、この図は、第２０図
の磁束調整器の出力の加算点２００′に対する入力の取
出し方、並び１ニ一第１７図に示したＩＭＥ調整器２１
２が省略されている他は、第１７図に述べたのと同じ形
式であることが判る。第１７図で述べた様に、加算点２
００が磁束調整器１６４からの信号Ｉ　１及びＩＭＥレ
ゾルバ２０２かＥ らの信号ＩＭＥを受取っている。第２０図では、加算点
２００′が磁束調整器１６４からの信号ＩＭＥ”を受取
ると共に、コンデンサ回路の絶対値ＩＩｃＩに比例する
信号と信号ＩＬＥＮをも受取る。

以下の説明から明らかになるが、信号ＩＬＥＮは、回路
４００，４０２，４０６，４０８及び４１０に関係する
こぼれ作用の影響を無視すると、電動機に利用し得る励
磁電流に対するＬＣＩの影響を表わしている。

これまでの説明から、電動機励磁電流ＩＭＥが、コンデ
ンサ回路３２から供給される励磁電流と、ＶＡＲ発生器
４０から供給される励磁電流との和から、ＬＣＴの負荷
側コンバータが取出す無効電流（ＩＬＥ）を差引いた値
に等しいことが判る。即ち ＩＭＥ−１０＋　ｌｘ　−ＩＬＥ（８）前掲の式（６）
からｌ　ＬＥ−Ｉ　Ｌ　　５ｉｎａであり、式（１）か
らコンデンサ電流■ｃが次の式によって定義されること
が判る。

ＩＣ−ＶＭωＣ（１） （電動機と並列の受動回路が３２に示した純粋なコンデ
ンサの他に回路素子を含む場合、全体の回路のアドミッ
タンスが上の式のωＣの代りに使われる。）上の式を書
換えて組合せると、Ｉｘｘで表わされるＶＡＲが供給す
る必要のある電流の値は、次の式で表わされることが判
る。

ＩＸ”　−ＩＭＥ”　−ＶＭ（ｌＪｃ＋ＩＬ　　５ｉｎ
（！数式（９）は、第２０図の破線の囲み中に示す様な
こぼれの特徴が作用していない場合に正しい。

この場合、励磁電流の補正は専らＶＡＲ発生器の作用に
よるものであり、従ってＩＥ！がＩＸ８に等しい。然し
、こぼれが存在する場合、前に第１７図について説明し
た様に、ＬＣＩに対する電流及び角度指令がブロック４
０２乃至４１０によって修正される。このこぼれの特徴
の影響は、ＬＣＩからの電流の励磁部分が２つの成分を
持つ様にすることである。第１の成分は「自然に」発生
するものであって、■ＬＥＮで表わし、第２の成分はこ
ぼれ作用によって誘起されるものである。この電流をＩ
ＬＥＳと呼ぶ。即ち ■ＬＥ″″ＩＬＥＮ＋ＩＬＥＳ　　　　　　　（１０）
計算によって求められたＩＭＥの調整が行なわれて適正
に作用する様にする為には、式（６）にはＩＬＥの自然
の成分だけを使うべきである。

第２０図では、信号”　ＬＥＮが次の様にして取出され
ることが示されている。速度調整器１３９からの信号Ｔ
１が電流基準関数ブロック４３０及び角度基準関数ブロ
ック４３２に印加される。ブロック４３０は実質的に下
限を持つ絶対値回路であり、ブロック４３２は限界を持
つ線形増幅器であり、これらのブロックが第１１図に示
したブロック１４０及び１４６と実質的に同一であるこ
とが理解されよう。ブロック４３０の出力がＩＬＮ”と
記されていて、掛算器４３４の一方の入力に印加される
。関数ブロック４３２の出力はαＮ８．と記されていて
、正弦関数ブロック４３６に印加され、その出力はその
入力の正弦である。ブロック４３６の出力が掛算器４３
４に対する２番目の入力になる。掛算器４３４の出力は
、こぼれが存在しない時に、ＬＣＩによって電動機に供
給される励磁電流の大きさに比例する信号であり、この
信号’　ＬＥＮが加算点２００′に対する一方の入力に
なる。加算点２００’　は、前に述べた様に、磁束調整
器１６４からの信号ＩＭＥ”をも受取る。この様に信号
’　ＬＥＮを導き出すことは、第１１図でブロック１６
８からの信号’ＬＥの場合とはｙ同様である。

加算点２００に対する他方の入力はコンデンサ電流に比
例する信号１１ｃｌである。この信号が式（１）に従っ
て取出される。この点電動機の端子電圧が３つの絶対値
回路４４０，４４２，４４４に印加され、それらの出力
が加算点４４６に供給されることが判る。加算点４４６
の出力は電動機端子電圧の絶対値ＩＶＭＩに比例する。

この信号ＩＶＭＩが掛算器４４８の一方の入力になる。

１６２で示す様に、個別の各和積分器と加算用の絶対値
回路とにより、第１１図に示す様に、磁束の大きさを表
わす信号が取出される。１６２の出力が信号１ψ１であ
り、これが前に述べた様に加算点１６０に印加される。

掛算器４４８に対する２番目の入力は、電動機固定子周
波数に比例する信号ωである。この信号ωは任意の適当
な方法で取出すことが出来るが、図示の実施例では、電
動機端子電圧信号の内の１つ、即ち線１８の電圧を人力
とする周波数変換器４５２の出力である。この周波数変
換器は、例えば米国特許第４，４５４，４７０号又は係
属中の米国特許出願通し番号節６３８．００３号に記載
されているものであってよい。

掛算器４４８の出力、即ち積ＩＶＭＩωが利得ブロック
４５４に印加される。このブロックの利得が回路１３２
の静電容量（アドミッタンス）に比例し、利得回路４５
４の出力が前掲の式（１）に基づく信号ＩＩＣ＋である
。他の点では、回路の動作は第１７図について述べた通
りであるが、第１７図の■ε８の所望の値が、ＩＭＥの
誤差を積分するのではなく、直接的に計算されている為
に、今度の場合はその出力に指令■Ｅｘを発生するＩＭ
Ｅ調整器２１２が必要ではないことに注意されたい。

これまでの説明はアナログ形式の回路の場合であり、こ
れが理解するには最も分り易いが、当業者には、この発
明の実際の制御機能を適当にプログラムされた計算機装
置によって実行することが出来ることは容易に明らかで
あろう。これは前に引用した米国特許第４，４４９．０
８７号の説明と合うことである。この米国特許では、Ｌ
ＣＩの制御が計算機によるとして示されており、同じこ
とで、これまで説明した種々の実施例の幾つかの制御機
能は計算機のソフトウェアによって実行することが出来
る。この様な制御に考えられる１つの形式が第２１図に
示されており、インテル８０２８６計算機で使われるそ
の為の計算機プログラムを示すマイクロフィッシュを出
願人は提供する用意がある。第２１図では、電力回路は
全体的に示した幾つかの実施例、例えば第１図、第１１
図、第１７図及び第２０図に示すものと同一である。

ＬＣＩ電源側変換器の整流器の点弧は、点弧回路５０２
から線５００を介して変換器に送り出される適当な点弧
信号によって行なわれる。点弧回路５０２が適当なデー
タ・プロセッサ５ｏ６（例えばインテル８０２８６計算
機システム）から線５０４を介して送られる信号によっ
て制御される。

プロセッサ５０６がオペレータ制御装置１３８からの入
力及び変換器１１に対する入力線からの電圧及び電流帰
還信号ｖＦＢ□及びＩＰＢＩを受取るが、これは周知の
ことである。同様に、ＬＣＩ負荷負荷損変換器１２弧回
路５１０がら線５０８を介して点弧信号を受取る。点弧
回路５１０が第２のデータ・プロセッサ５１４から線５
１２を介して送られる信号によって制御される。プロセ
ッサ５１４がやはり周知の様に、変換器１２の出力から
電圧及び電流帰還信号ＶＦＢ□及びＩＦＢ□を受取る。

プロセッサ５０６及び５１４が母線５１５によって相互
接続され、その間で連絡する。

可変ＶＡＲ発生器４０には、直流リンク回路４１と、線
４４．４６．４８によって端子ＬＩ＋Ｌ！、Ｌ３に接続
された交流から直流への変換器４２を介して、電力が供
給される。出願人が前に引用したマイクロフィッシュに
掲載されるプログラムで表わされるこの実施例では、Ｖ
ＡＲ発生器４０は自動逐次転流インバータであり、例え
ば第８図を参照されたい。

前にＬＣＩについて述べたのと同様に、発生器４０のサ
イリスタが点弧回路５１８から線５１６を介して送り出
される信号によって点弧される。

点弧回路５１８はデータ・プロセッサ５２２から線５２
０を介して制御される。プロセッサ５２４、線５２６、
点弧回路５２８及び線５３０が変換器４２に対する同様
な制御装置を構成する。母線５３２がプロセッサ５２２
及び５２４の間の通信回線となり、母線５３４がプロセ
ッサ５０６．５１４及び５２４の間の通信回線になる。

更にプロセッサ５２２が、ＬＣ１回路を電動機２４と接
続する線１ｇ、２０．２２から、線５４０を介して電圧
帰還信号を受取ると共に線５４２を介して電流帰還信号
を受取る。

第２１図に示し、マイクロフィッシュに示すプログラム
によって定められたデジタル形の構成は、アナログ形の
実施例、特に第２０図に示す実施例についてこれまで説
明したのと動作がほり同一である。

従って、この発明によれば、単純な負荷転流インバータ
回路が電動機に電力を供給して、ＬＣＩ形駆動駆動装置
う比較的低置さと共に、誘導電動機の利点並びに頑丈さ
を提供することが出来ることが理解されよう。

現在この発明の好ましい実施例と考えられるものを図面
に示して説明したが、当業者にはいろいろな変更が考え
られよう。従って、この発明がニーに図示し且つ説明し
た特定の実施例に制限されず、特許請求の範囲に含まれ
る全ての変更を包括するものであることを承知されたい
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に従って誘導電動機に電力を供給する
好ましい実施例の電力回路の回路図、第２図はこの発明
の装置によって充たすことが出来る様な、典型的なＬＣ
Ｉ装置のＶＡＲに対する条件を示すグラフ、第３図、第
４図及び第５図はこの発明を理解するのに役立つベクト
ル図、第６図乃至第１０図はこの発明の装置に用いるこ
とが出来る可変の又は制御自在のＶＡＲ発生器の例を示
す回路図、第１１図はこの発明の基本的な制御回路の全
体を示す回路図、第１２図はこの発明の装置の可変ＶＡ
Ｒ発生器に対する好ましい実施例の制御回路の回路図、
第１３図及び第１４図は第２図の装置でブロックとして
示した一部分の構成の例を示す詳しい回路図、第１５Ａ
図、第１５８図及び第１５Ｃ図並びに第１８Ａ図、第１
６Ｂ図及び第１６Ｃ図はこの発明を理解するのに役立つ
ベクトル図、第１７図はこの発明の別の好ましい実施例
の主要ブロック図、第１８図及び第１９図はこの発明を
理解するのに役立つベクトル図、第２０図はこの発明の
更に別の好ましい実施例を示す主要ブロック図、第２１
図はこの発明のディジタル形の構成を示すブロック図で
ある。 （主な符号の説明） １０：負荷転流式インバータ回路 １１：電源側変換器 １２：負荷側変換器 １４：直流リンク ２４：誘導電動機 ３２：コンデンサ回路 ４０　：　ＶＡＲ発生器 １３６．１６６．２００：加算点 １３９：速度調整回路 １４０：電流基準 １４６：角度基準 １６１：磁束調整器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）多相交流電源から電力が供給される巻線を持つ交流
   誘導電動機の動作を制御する装置に於て、ａ）前記電源
   及び前記誘導電動機の間に接続されていて、直流接続リ
   ンクによって相互接続された制御自在の交流から直流へ
   の変換器及び制御自在の直流から交流への変換器を持ち
   、前記電動機に電力を供給する負荷転流式インバータ回
   路と、ｂ）指令信号及び電動機の動作パラメータを表わ
   す帰還信号に応答して、前記交流から直流への変換器の
   動作を制御する第１の帰還制御通路と、ｃ）指令信号に
   応答して前記直流から交流への変換器の動作を制御する
   第２の帰還制御通路と、ｄ）前記電動機巻線の間に接続
   されていて、前記負荷転流式インバータ回路及び電動機
   に無効電力を供給するコンデンサ回路と、 ｅ）前記電動機巻線の間に接続されていて、ＶＡＲ指令
   信号に応答して前記負荷転流式インバータ回路及び電動
   機に無効電力を供給する可変ＶＡＲ発生器と、 ｆ）前記電動機の所定の動作パラメータに応答して前記
   ＶＡＲ指令信号を発生する第３の帰還制御ループとを有
   する装置。 ２）特許請求の範囲１）に記載した装置に於て、前記可
   変ＶＡＲ発生器が進みの無効電力だけを発生する手段を
   含んでいる装置。 ３）特許請求の範囲１）に記載した装置に於て、前記可
   変ＶＡＲ発生器が遅れの無効電力だけを発生する手段を
   含んでいる装置。 ４）特許請求の範囲１）に記載した装置に於て、前記可
   変ＶＡＲ発生器が進み及び遅れの両方の無効電力を発生
   する手段を含んでいる装置。 ５）特許請求の範囲１）に記載した装置に於て、前記多
   相交流電源、前記負荷転流式インバータ回路及び前記電
   動機が何れも３相である装置。 ６）特許請求の範囲５）に記載した装置に於て、前記可
   変ＶＡＲ発生器が、その直流端子がリアクタンス負荷で
   終端した３相負荷転流式電力変換器を含んでいる装置。 ７）特許請求の範囲５）に記載した装置に於て、前記可
   変ＶＡＲ発生器が３つの枝路を持つ３相コンデンサ回路
   を含み、各々の枝路がコンデンサ素子と直列の制御自在
   のスイッチング装置を含んでいて、該スイッチング装置
   が選択的に導電させられて、前記発生器を前記負荷転流
   式インバータ回路の出力と回路接続する装置。 ８）特許請求の範囲５）に記載した装置に於て前記可変
   ＶＡＲ発生器が、その直流端子がリアクタンス負荷で終
   端した強制転流式電力変換器を含んでいる装置。 ９）特許請求の範囲８）に記載した装置に於て、前記強
   制転流式変換器が３相自動逐次転流インバータ回路を含
   んでいる装置。 １０）特許請求の範囲８）に記載した装置に於て、前記
   強制転流式変換器がゲート・ターンオフ装置からなるイ
   ンバータを含んでいる装置。 １１）特許請求の範囲８）に記載した装置に於て、前記
   強制転流式変換器が、各相に付設された２つの電力被制
   御整流器を含むインバータ回路と、被制御スイッチング
   装置、コンデンサ及び誘導子を含む転流回路とを含んで
   いる装置。 １２）特許請求の範囲８）に記載した装置に於て、前記
   強制転流式変換器が３つの枝路の各々にゲート・ターン
   オフ装置を有するインバータ回路を含み、該インバータ
   回路がリアクタンス負荷で終端している装置。 １３）多相交流電源から電力が供給される巻線を持つ交
   流誘導電動機の動作を制御する方法に於て、 ａ）直流接続リンクによって相互接続された制御自在の
   交流から直流への変換器及び制御自在の直流から交流へ
   の変換器を含む負荷転流式インバータ回路を用いて、前
   記電動機に電力を供給し、ｂ）電動機の動作パラメータ
   を表わす制御信号を発生し、 ｃ）前記制御信号の関数として各々の変換器を別々に制
   御し、 ｄ）前記インバータ回路及び前記電動機に接続されたコ
   ンデンサ回路を用いて、前記負荷転流式インバータ回路
   及び前記電動機に無効電力を供給し、 ｅ）制御自在のＶＡＲ発生器を用いて、前記負荷転流式
   インバータ回路及び前記電動機に付加的な無効電力を供
   給し、 ｆ）電動機の所定の動作パラメータに応答して前記ＶＡ
   Ｒ発生器を制御する工程を含む方法。 １４）特許請求の範囲１３）に記載した方法に於て、前
   記制御自在のＶＡＲ発生器が進みの無効電力を発生する
   方法。 １５）特許請求の範囲１３）に記載した方法に於て、前
   記制御自在のＶＡＲ発生器が遅れの無効電力を発生する
   方法。 １６）特許請求の範囲１３）に記載した方法に於て、前
   記制御自在のＶＡＲ発生器が進み及び遅れの無効電力を
   供給する様に選択的に制御される方法。