JPH06106034B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH06106034B2 JPH06106034B2 JP62223096A JP22309687A JPH06106034B2 JP H06106034 B2 JPH06106034 B2 JP H06106034B2 JP 62223096 A JP62223096 A JP 62223096A JP 22309687 A JP22309687 A JP 22309687A JP H06106034 B2 JPH06106034 B2 JP H06106034B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特に圧
延機駆動などのように過負荷運転があり、電動機駆動用
変換器の出力電圧が飽和領域まで使用される装置に好適
な誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
延機駆動などのように過負荷運転があり、電動機駆動用
変換器の出力電圧が飽和領域まで使用される装置に好適
な誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
圧延機駆動用電動機としてサイリスタレオナード駆動の
直流電動機が用いられてきたが、保守性，耐環境性の面
で問題があり、交流可変速駆動の適用が推進されてい
る。最近、ベクトル制御サイクロコンバータにより大容
量誘導電動機を駆動するシステムが圧延機駆動用として
実用化されている。
直流電動機が用いられてきたが、保守性，耐環境性の面
で問題があり、交流可変速駆動の適用が推進されてい
る。最近、ベクトル制御サイクロコンバータにより大容
量誘導電動機を駆動するシステムが圧延機駆動用として
実用化されている。
ところで、前述のシステムにおいて誘導電動機を過負荷
運転した場合の電動機の運転方法として従来装置は特開
昭55−46893号に記載のように、単に過電流の観点から
電流を制限していたのみであり、サイクロコンバータの
出力電圧が飽和した場合に発生する誘導電動機の励磁電
流とトルク電流の相互干渉による電流制御系の不安定性
については何ら考慮されていなかつた。
運転した場合の電動機の運転方法として従来装置は特開
昭55−46893号に記載のように、単に過電流の観点から
電流を制限していたのみであり、サイクロコンバータの
出力電圧が飽和した場合に発生する誘導電動機の励磁電
流とトルク電流の相互干渉による電流制御系の不安定性
については何ら考慮されていなかつた。
上記従来技術は誘導電動機の過負荷運転時において、誘
導電動機に必要な端子電圧がサイクロインバータの出力
電圧不足により供給できない場合、即ち、サイクロコン
バータの出力電圧が飽和した場合に励磁電流とトルク電
流の相互干渉が発生する点について配慮されておらず、
電流制御系が不安定となる問題があつた。
導電動機に必要な端子電圧がサイクロインバータの出力
電圧不足により供給できない場合、即ち、サイクロコン
バータの出力電圧が飽和した場合に励磁電流とトルク電
流の相互干渉が発生する点について配慮されておらず、
電流制御系が不安定となる問題があつた。
本発明の目的は過負荷運転時の励磁電流とトルク電流の
相互干渉を軽減し、速度制御系を安定に動作させるベク
トル制御装置を提供することにある。
相互干渉を軽減し、速度制御系を安定に動作させるベク
トル制御装置を提供することにある。
本発明は誘導電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流
成分に分けて制御するベクトル制御手段を備え、このベ
クトル制御装置は積分要素と比例要素とを演算要素とし
て持つ第1,第２の電流制御手段を持ち、誘導電動機の周
波数変換用の周波数変換器の出力電変圧限界値及び誘導
電動機の励磁電流と１次周波数指令から最大許容トルク
電流を演算し、電流指令がその値以上となる場合、ある
いは誘導電動機の励磁電流及びトルク電流指令と誘導電
動機の１次周波数指令から誘導電動機の端子電圧を演算
し、その値が所定値以上となる場合において前記第1,第
２の電流制御手段の補償を積分あるいは比例積分機能か
ら比例機能に切換える手段を持つ。
成分に分けて制御するベクトル制御手段を備え、このベ
クトル制御装置は積分要素と比例要素とを演算要素とし
て持つ第1,第２の電流制御手段を持ち、誘導電動機の周
波数変換用の周波数変換器の出力電変圧限界値及び誘導
電動機の励磁電流と１次周波数指令から最大許容トルク
電流を演算し、電流指令がその値以上となる場合、ある
いは誘導電動機の励磁電流及びトルク電流指令と誘導電
動機の１次周波数指令から誘導電動機の端子電圧を演算
し、その値が所定値以上となる場合において前記第1,第
２の電流制御手段の補償を積分あるいは比例積分機能か
ら比例機能に切換える手段を持つ。
過負荷運転によつて周波数変換器、例えばサイクロコン
バータの出力電圧が飽和すると励磁電流とトルク電流の
相互干渉が発生し、電動機に指令値通りの励磁電流及び
トルク電流を供給できなくなる。このため、サイクロコ
ンバータの出力電圧が飽和状態から非飽和状態を変化し
た場合に励磁電流及びトルク電流制御系が不安定とな
り、速度制御系に悪影響を及ぼす。これを防ぐためには
前述のようにして定常過負荷時の最大許容トルク電流を
演算し、過負荷時の電流指令値が最大許容値を越えた場
合に励磁電流制御回路及びトルク電流制御回路の補償を
積分あるいは比例積分動作から比例動作に切換える。そ
れによつて、励磁電流制御回路及びトルク電流制御回路
の積分要素の出力値は一定値を保持し、それ以上偏差が
累積されることがなく、そのため、飽和がとけた際にお
いて電流制御回路が無用な出力信号を出すことがないの
で、サイクロコンバータの出力電圧が飽和しても電流制
御系を安定に動作させることができる。
バータの出力電圧が飽和すると励磁電流とトルク電流の
相互干渉が発生し、電動機に指令値通りの励磁電流及び
トルク電流を供給できなくなる。このため、サイクロコ
ンバータの出力電圧が飽和状態から非飽和状態を変化し
た場合に励磁電流及びトルク電流制御系が不安定とな
り、速度制御系に悪影響を及ぼす。これを防ぐためには
前述のようにして定常過負荷時の最大許容トルク電流を
演算し、過負荷時の電流指令値が最大許容値を越えた場
合に励磁電流制御回路及びトルク電流制御回路の補償を
積分あるいは比例積分動作から比例動作に切換える。そ
れによつて、励磁電流制御回路及びトルク電流制御回路
の積分要素の出力値は一定値を保持し、それ以上偏差が
累積されることがなく、そのため、飽和がとけた際にお
いて電流制御回路が無用な出力信号を出すことがないの
で、サイクロコンバータの出力電圧が飽和しても電流制
御系を安定に動作させることができる。
以下、本発明の実施例を第１図により説明する。１は交
流電源,2は交流電源１の周波数を変換する周波数変換器
で、例えばサイクロコンバータが適用される。３はかご
形誘導電動機,4は誘導電動機３の回転速度を検出する速
度発電機,5は誘導機３の回転速度を指令する速度指令回
路,6は速度指令回路５と速度発電機４の出力信号の偏差
に応じて働く速度制御回路で、その出力信号は誘導機３
のトルク電流成分を指令する信号となる。７は速度制御
回路６の出力信号、すなわちトルク電流指令を制限する
ためのリミツタ回路で、通常、リミツタ値はトルク電流
の制限値に設定される。11は誘導機３の励磁電流成分を
指令する励磁電流指令回路、12は速度制御回路６の出力
信号に比例して誘導機３のすべり周波数を演算するすべ
り周波数演算回路,13はすべり周波数演算回路12と速度
発電機４の出力信号の和をとり、誘導機３の１次周波数
を指令する加算器、14は加算器13の出力信号に比例した
周波数の正弦波信号を出力する発振器で、その出力信号
は誘導器３の２次鎖交磁束の位相信号となる。15は発振
器14の信号を基準とし、速度制御回路からのトルク電流
成分指令と励磁電流指令回路11の出力信号に応じて誘導
機３の１次電流の瞬時値を指令する電流パターン回路
で、その出力信号は１次電流の瞬時値を指令する正弦波
信号となる。16は誘導機３の１次電流を検出する電流検
出器で、17は電流パターン回路15と電流検出器16の出力
信号に応じて働く第１の電流制御回路で、その出力信号
はサイクロコンバータ２の出力電圧を指令する信号とな
る。18は第１の電流制御回路17の出力信号に応じてサイ
クロコンバータ２のサイリスタのゲートを制御するゲー
ト制御回路である。なお、15〜17は１相分だけを示す
が、他の相においても同様である。19は誘導機３の１次
電流のトルク電流成分と励磁電流成分を検出する電流成
分検出回路,20は速度制御回路６の出力信号であるトル
ク電流指令と電流成分検出回路19によつて検出した電流
成分との偏差に応じて働く第２の電流制御回路,21は励
磁電流指令回路11の出力信号と電流成分検出器19によつ
て検出した励磁電流成分との偏差に応じて働く第３の電
流制御回路,8はサイクロコンバータの出力電圧設定回
路,9は励磁電流指令回路11の出力信号と加算器13からの
１次周波数指令信号並びにサイクロコンバータの最大出
力電圧設定回路８の出力信号から電動機の最大許容トル
ク電流を演算する電動機電流演算回路,10は速度制御回
路６の出力信号、すなわちトルク電流指令I*qが上述の
許容値以上となつた場合に出力信号VQ（０→１）により
第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の補償
を比例積分動作から比例動作に切換えるための電圧比較
器である。
流電源,2は交流電源１の周波数を変換する周波数変換器
で、例えばサイクロコンバータが適用される。３はかご
形誘導電動機,4は誘導電動機３の回転速度を検出する速
度発電機,5は誘導機３の回転速度を指令する速度指令回
路,6は速度指令回路５と速度発電機４の出力信号の偏差
に応じて働く速度制御回路で、その出力信号は誘導機３
のトルク電流成分を指令する信号となる。７は速度制御
回路６の出力信号、すなわちトルク電流指令を制限する
ためのリミツタ回路で、通常、リミツタ値はトルク電流
の制限値に設定される。11は誘導機３の励磁電流成分を
指令する励磁電流指令回路、12は速度制御回路６の出力
信号に比例して誘導機３のすべり周波数を演算するすべ
り周波数演算回路,13はすべり周波数演算回路12と速度
発電機４の出力信号の和をとり、誘導機３の１次周波数
を指令する加算器、14は加算器13の出力信号に比例した
周波数の正弦波信号を出力する発振器で、その出力信号
は誘導器３の２次鎖交磁束の位相信号となる。15は発振
器14の信号を基準とし、速度制御回路からのトルク電流
成分指令と励磁電流指令回路11の出力信号に応じて誘導
機３の１次電流の瞬時値を指令する電流パターン回路
で、その出力信号は１次電流の瞬時値を指令する正弦波
信号となる。16は誘導機３の１次電流を検出する電流検
出器で、17は電流パターン回路15と電流検出器16の出力
信号に応じて働く第１の電流制御回路で、その出力信号
はサイクロコンバータ２の出力電圧を指令する信号とな
る。18は第１の電流制御回路17の出力信号に応じてサイ
クロコンバータ２のサイリスタのゲートを制御するゲー
ト制御回路である。なお、15〜17は１相分だけを示す
が、他の相においても同様である。19は誘導機３の１次
電流のトルク電流成分と励磁電流成分を検出する電流成
分検出回路,20は速度制御回路６の出力信号であるトル
ク電流指令と電流成分検出回路19によつて検出した電流
成分との偏差に応じて働く第２の電流制御回路,21は励
磁電流指令回路11の出力信号と電流成分検出器19によつ
て検出した励磁電流成分との偏差に応じて働く第３の電
流制御回路,8はサイクロコンバータの出力電圧設定回
路,9は励磁電流指令回路11の出力信号と加算器13からの
１次周波数指令信号並びにサイクロコンバータの最大出
力電圧設定回路８の出力信号から電動機の最大許容トル
ク電流を演算する電動機電流演算回路,10は速度制御回
路６の出力信号、すなわちトルク電流指令I*qが上述の
許容値以上となつた場合に出力信号VQ（０→１）により
第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の補償
を比例積分動作から比例動作に切換えるための電圧比較
器である。
第２図は第１図の第２の電流制御回路20の具体的な構成
図である。図において、25はトルク電流指令I*qとトル
ク電流Iq偏差を出力する加算器,26は加算器25の出力信
号を、前述の電圧比較器10の出力信号VQによりオン，オ
フさせる掛算器,27は積分回路,28は比例回路,29は積分
回路27の出力信号と比例回路28の出力信号を加算する加
算器である。第３図は第１図の第３の電流制御回路21の
具体的な構成である。図において、35は励磁電流指令I
*dと励磁電流Idの偏差を出力する加算器,36は加算器35
の出力信号を前述の電圧比較器10の出力信号VQによりオ
ン，オフさせる掛算器,37は積分回路,38は比例回路,39
は積分回路37の出力信号と比例回路38の出力信号を加算
する加算器である。
図である。図において、25はトルク電流指令I*qとトル
ク電流Iq偏差を出力する加算器,26は加算器25の出力信
号を、前述の電圧比較器10の出力信号VQによりオン，オ
フさせる掛算器,27は積分回路,28は比例回路,29は積分
回路27の出力信号と比例回路28の出力信号を加算する加
算器である。第３図は第１図の第３の電流制御回路21の
具体的な構成である。図において、35は励磁電流指令I
*dと励磁電流Idの偏差を出力する加算器,36は加算器35
の出力信号を前述の電圧比較器10の出力信号VQによりオ
ン，オフさせる掛算器,37は積分回路,38は比例回路,39
は積分回路37の出力信号と比例回路38の出力信号を加算
する加算器である。
この実施例の基本動作は以下の通りである。周知のよう
に、この制御方式はベクトル制御と呼ばれる誘導電動機
３の制御方式で、電動機３の１次電流を励磁電流成分と
トルク電流成分に分離し非干渉化して各々独立に制御す
ることにより電動機３のトルクを制御するもので、速度
応答性能を直流機と同等あるいはそれ以上にすることが
できる。
に、この制御方式はベクトル制御と呼ばれる誘導電動機
３の制御方式で、電動機３の１次電流を励磁電流成分と
トルク電流成分に分離し非干渉化して各々独立に制御す
ることにより電動機３のトルクを制御するもので、速度
応答性能を直流機と同等あるいはそれ以上にすることが
できる。
ところで、過負荷運転によりサイクロコンバータ２の出
力電圧が飽和しても、電動機３の励磁電流及びトルク電
流が互いに干渉しないようにし、電動機速度を安定に動
作させるために次の動作が行われる。電動機３の最大許
容トルク電流は励磁電流指令回路11からの指令信号
I*d，加算機13からの周波数指令信号ω1*並びにサイク
ロコンバータの出力電圧設定回路８からの出力信号をも
とに電動機電流演算回路９によつて演算し、速度制御回
路からの電流指令が最大許容値以上となつた場合に第２
の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の補償定数
を比例積分動作から比例動作に切換えることにより電動
機３の励磁電流及びトルク電流の相互干渉を軽減し、電
動機速度を安定に動作させるこさができる。
力電圧が飽和しても、電動機３の励磁電流及びトルク電
流が互いに干渉しないようにし、電動機速度を安定に動
作させるために次の動作が行われる。電動機３の最大許
容トルク電流は励磁電流指令回路11からの指令信号
I*d，加算機13からの周波数指令信号ω1*並びにサイク
ロコンバータの出力電圧設定回路８からの出力信号をも
とに電動機電流演算回路９によつて演算し、速度制御回
路からの電流指令が最大許容値以上となつた場合に第２
の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の補償定数
を比例積分動作から比例動作に切換えることにより電動
機３の励磁電流及びトルク電流の相互干渉を軽減し、電
動機速度を安定に動作させるこさができる。
次に、本発明の内容について述べる。電動機電流演算回
路によつて最大許容トルク電流Iq*maxが演算されるが、
Iq*maxは次の原理から求められる。誘導電動機をベクト
ル制御した場合に、誘導電動機の諸量を固定子座標系
（α−β）から回転座標系（ｄ−ｑ）に変換すると、d,
q軸での電圧方程式及び磁束鎖交数式は次式で表わされ
る また、ベクトル制御の条件φ2q＝０が満足されると、ｄ
軸一次電圧V1d,q軸一次電圧V1qは次式となる。
路によつて最大許容トルク電流Iq*maxが演算されるが、
Iq*maxは次の原理から求められる。誘導電動機をベクト
ル制御した場合に、誘導電動機の諸量を固定子座標系
（α−β）から回転座標系（ｄ−ｑ）に変換すると、d,
q軸での電圧方程式及び磁束鎖交数式は次式で表わされ
る また、ベクトル制御の条件φ2q＝０が満足されると、ｄ
軸一次電圧V1d,q軸一次電圧V1qは次式となる。
である。（３）（４）式がベクトル制御を行つている場
合の誘導電動機の電圧方程式である。（３）（４）式を
用いて電動機の端子電圧を計算できるが、定常時におい
ては（３）（４）式においてアンダーラインの過渡項が
零となるために、V1d，V1qは となる。このとき、誘導電動機の端子電圧V1は次式より
求められる。
合の誘導電動機の電圧方程式である。（３）（４）式を
用いて電動機の端子電圧を計算できるが、定常時におい
ては（３）（４）式においてアンダーラインの過渡項が
零となるために、V1d，V1qは となる。このとき、誘導電動機の端子電圧V1は次式より
求められる。
但し、r1は一次抵抗，r2は二次抵抗，Lsσは漏れインダ
クタンス，Lrは二次インダクタンス,Mは相互インダクタ
ンス，φ2dはｄ軸成分二次鎖交磁束，ω1は一次角周波
数，I1dはｄ軸成分一次電流（励磁電流）、I1qはｑ軸成
分の一次電流（トルク電流）である。したがつて、各定
数（電動機定数，励磁電流，トルク電流並びに運転周波
数）が与えられると電動機の端子電圧を算出することが
できる。
クタンス，Lrは二次インダクタンス,Mは相互インダクタ
ンス，φ2dはｄ軸成分二次鎖交磁束，ω1は一次角周波
数，I1dはｄ軸成分一次電流（励磁電流）、I1qはｑ軸成
分の一次電流（トルク電流）である。したがつて、各定
数（電動機定数，励磁電流，トルク電流並びに運転周波
数）が与えられると電動機の端子電圧を算出することが
できる。
ところで、誘導電動機３に必要な端子電圧はサイクロコ
ンバータ２から供給される。サイクロコンバータの最大
出力電圧Vsmaxはサイクロコンバータの入力電圧及び電
源トランスなどから決定される。したがつて、Vsmaxを
与えた場合、（７）式は次のように書き表わされる。
ンバータ２から供給される。サイクロコンバータの最大
出力電圧Vsmaxはサイクロコンバータの入力電圧及び電
源トランスなどから決定される。したがつて、Vsmaxを
与えた場合、（７）式は次のように書き表わされる。
（７）式よりVsmaxを与えた場合の最大許容トルク電流I
1qmaxを求めることができる。すなわち、（７）式よりI
1qについての２次方程式は次式となる。
1qmaxを求めることができる。すなわち、（７）式よりI
1qについての２次方程式は次式となる。
上記（８）式よりVsmaxを与えた場合のI1qmaxは となる。ここで、Ａはr1 2＋ω1 2Lsσ2,Bは したがつて、電動機電流演算回路９では（９）式をもと
にして各指令信号から最大許容トルク電流指令I*qmaxを
演算する。第４図に、一次角周波数ω1*と最大許容トル
ク電流I*qmaxの関係を示す。最大許容トルク電流I*qmax
は一次角周波数指令ω1*の増加にともない減少し、ま
た、励磁電流指令I*dの大小により特性が変わる傾向と
なる。このため、トルク電流指令I*qが最大許容トルク
電流I*qmax以上となつた場合に電動機電流演算回路９の
出力電圧VQが０から１となり第２の電流制御回路20及び
第３の電流制御回路21の掛算器26及び36を導通状態から
不導通状態に動作させる。これにより、第２の電流制御
回路20及び第３の電流制御回路21の補償を比例積分動作
から比例動作に切換えられるが、第２の電流制御回路20
及び第３の電流制御回路21の積分回路27,37の出力電圧
は一定値を保持し、それ以上偏差が累積されないように
動作する。また、飽和が解けた場合すなわちトルク電流
指令I*qが最大許容トルク電流I*qmax以下となつた場合
には電動機電流演算回路９の出力電圧VQが１から０とな
り第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の掛
算器27及び37を不導通から導通に動作させる。これによ
り、第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の
補償を比例動作から比例積分動作に切換えられるが積分
回路27及び37に偏差が累積されていないために切換の際
にオーバシユートが発生しない。このように電動機の励
磁電流及びトルク電流は各電流制御回路の出力信号
VIq，VIdに応じてそれぞれ制御されるので、励磁電流と
トルク電流の相互干渉を軽減することができる。第５図
に、過負荷運転時の励磁電流及びトルク電流の動作波形
を示す。過負荷運転時にトルク電流指令I*qが最大許容
トルク電流以上になると電圧比較器10の出力信号VQが０
から１に変化し、励磁電流制御回路20及びトルク電流制
御回路21の補償を比例積分動作から比例動作に切換え
る。このとき、サイクロコンバータの出力電圧Vsは非飽
和状態から飽和状態となるが、励磁電流Id及びトルク電
流Iqは励磁電流指令I*d及びトルク電流指令I*qに対して
ほヾ比例して制御されており相互干渉が軽減されてい
る。このため、所定の電動機トルクτが発生し、電動機
速度ωrを円滑に回復されている。一方、電動機速度ωr
の回復に伴つてトルク電流指令I*qが減少し最大許容ト
ルク電流以下となると電圧比較器10の出力信号VQが１か
ら０に変化し、励磁電流制御回路20及びトルク電流制御
回路21の補償を比例動作から比例補償動作に切換える。
このとき、サイクロコンバータの出力電圧Vsは飽和状態
から非飽和状態となるが励磁電流制御回路20及びトルク
電流制御回路21の出力信号が累積された出力信号を出す
ことがないので、励磁電流Id及びトルク電流Iqは安定に
動作することができ、しかも電動機速度を安定に制御す
ることができる。
にして各指令信号から最大許容トルク電流指令I*qmaxを
演算する。第４図に、一次角周波数ω1*と最大許容トル
ク電流I*qmaxの関係を示す。最大許容トルク電流I*qmax
は一次角周波数指令ω1*の増加にともない減少し、ま
た、励磁電流指令I*dの大小により特性が変わる傾向と
なる。このため、トルク電流指令I*qが最大許容トルク
電流I*qmax以上となつた場合に電動機電流演算回路９の
出力電圧VQが０から１となり第２の電流制御回路20及び
第３の電流制御回路21の掛算器26及び36を導通状態から
不導通状態に動作させる。これにより、第２の電流制御
回路20及び第３の電流制御回路21の補償を比例積分動作
から比例動作に切換えられるが、第２の電流制御回路20
及び第３の電流制御回路21の積分回路27,37の出力電圧
は一定値を保持し、それ以上偏差が累積されないように
動作する。また、飽和が解けた場合すなわちトルク電流
指令I*qが最大許容トルク電流I*qmax以下となつた場合
には電動機電流演算回路９の出力電圧VQが１から０とな
り第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の掛
算器27及び37を不導通から導通に動作させる。これによ
り、第２の電流制御回路20及び第３の電流制御回路21の
補償を比例動作から比例積分動作に切換えられるが積分
回路27及び37に偏差が累積されていないために切換の際
にオーバシユートが発生しない。このように電動機の励
磁電流及びトルク電流は各電流制御回路の出力信号
VIq，VIdに応じてそれぞれ制御されるので、励磁電流と
トルク電流の相互干渉を軽減することができる。第５図
に、過負荷運転時の励磁電流及びトルク電流の動作波形
を示す。過負荷運転時にトルク電流指令I*qが最大許容
トルク電流以上になると電圧比較器10の出力信号VQが０
から１に変化し、励磁電流制御回路20及びトルク電流制
御回路21の補償を比例積分動作から比例動作に切換え
る。このとき、サイクロコンバータの出力電圧Vsは非飽
和状態から飽和状態となるが、励磁電流Id及びトルク電
流Iqは励磁電流指令I*d及びトルク電流指令I*qに対して
ほヾ比例して制御されており相互干渉が軽減されてい
る。このため、所定の電動機トルクτが発生し、電動機
速度ωrを円滑に回復されている。一方、電動機速度ωr
の回復に伴つてトルク電流指令I*qが減少し最大許容ト
ルク電流以下となると電圧比較器10の出力信号VQが１か
ら０に変化し、励磁電流制御回路20及びトルク電流制御
回路21の補償を比例動作から比例補償動作に切換える。
このとき、サイクロコンバータの出力電圧Vsは飽和状態
から非飽和状態となるが励磁電流制御回路20及びトルク
電流制御回路21の出力信号が累積された出力信号を出す
ことがないので、励磁電流Id及びトルク電流Iqは安定に
動作することができ、しかも電動機速度を安定に制御す
ることができる。
以上のようにして過負荷運転時における周波数変換器
（サイクロコンバータ）の出力電圧飽和による励磁電流
とトルク電流の相互干渉を軽減できる。
（サイクロコンバータ）の出力電圧飽和による励磁電流
とトルク電流の相互干渉を軽減できる。
第６図は本発明の他の実施例である。第１図と同一物に
は同じ番号を付しているので説明を省略する。第１図と
異なる点は電動機電圧演算回路25である。これは電動機
３の電流（トルク電流成分Iq及び励磁電流成分Id）及び
周波数の指令信号より電動機電圧を演算し、その値が所
定値（サイクロコンバータの出力電圧最大値）以上とな
つた場合において出力信号を発生するものである。過負
荷運転により電動機３のトルク電流が増加するとそれに
伴つて電動機３の電圧が上昇する。そのとき、電動機演
算回路25では電動機電圧が前述の（６）式に従つて演算
され、その値がサイクロコンバータの出力電圧最大値以
上となつた場合に第２の電流制御回路20及び第３の電流
制御回路21掛算器の動作により補償を比例積分動作から
比例動作に切換える。そのため、電動器３の励磁電流及
びトルク電流は安定に動作することができ、前述とほぼ
同様の効果が得られる。
は同じ番号を付しているので説明を省略する。第１図と
異なる点は電動機電圧演算回路25である。これは電動機
３の電流（トルク電流成分Iq及び励磁電流成分Id）及び
周波数の指令信号より電動機電圧を演算し、その値が所
定値（サイクロコンバータの出力電圧最大値）以上とな
つた場合において出力信号を発生するものである。過負
荷運転により電動機３のトルク電流が増加するとそれに
伴つて電動機３の電圧が上昇する。そのとき、電動機演
算回路25では電動機電圧が前述の（６）式に従つて演算
され、その値がサイクロコンバータの出力電圧最大値以
上となつた場合に第２の電流制御回路20及び第３の電流
制御回路21掛算器の動作により補償を比例積分動作から
比例動作に切換える。そのため、電動器３の励磁電流及
びトルク電流は安定に動作することができ、前述とほぼ
同様の効果が得られる。
第７図は本発明の他の実施例である。第１図と同一物に
同じ番号を付しているので説明を省略する。第１図と異
なる点は周波数変換器２にインバータを適用したところ
にある。30は直流を交流に変換するPWMインバータ,31は
三角波状の搬送波を出力する三角波発生回路,32は第１
の電流制御回路16の出力信号と三角波発生回路31の出力
信号を比較し、インバータ30をオン，オフするPWM信号
を発生する比較器,33はインバータ30の入力電圧設定回
路である。周波数変換器にインバータ30を適用し、ベク
トル制御を行つた場合についても前述と同様に出力電圧
が飽和する際には前述の制御法により励磁電流とトルク
の相互干渉を軽減し、速度制御系を安定に動作させるこ
とができる。
同じ番号を付しているので説明を省略する。第１図と異
なる点は周波数変換器２にインバータを適用したところ
にある。30は直流を交流に変換するPWMインバータ,31は
三角波状の搬送波を出力する三角波発生回路,32は第１
の電流制御回路16の出力信号と三角波発生回路31の出力
信号を比較し、インバータ30をオン，オフするPWM信号
を発生する比較器,33はインバータ30の入力電圧設定回
路である。周波数変換器にインバータ30を適用し、ベク
トル制御を行つた場合についても前述と同様に出力電圧
が飽和する際には前述の制御法により励磁電流とトルク
の相互干渉を軽減し、速度制御系を安定に動作させるこ
とができる。
本発明によれば、過負荷運転時に誘導電動機のトルク電
流指令が変換器の出力電圧が飽和するような最大許容値
以上となる場合において、励磁電流制御回路及びトルク
電流制御回路の補償を比例積分動作から比例動作に切換
えるようにしたので、サイクロインバータの出力電圧が
飽和しても励磁電流とトルク電流の相互干渉を軽減する
ことができる。また、前述の切換によりサイクロコンバ
ータの出力電圧が飽和状態から非飽和状態となる場合に
おいても励磁電流とトルク電流が不整に変化することが
ないので、出力電圧飽和時にも安定な制御が行える。
流指令が変換器の出力電圧が飽和するような最大許容値
以上となる場合において、励磁電流制御回路及びトルク
電流制御回路の補償を比例積分動作から比例動作に切換
えるようにしたので、サイクロインバータの出力電圧が
飽和しても励磁電流とトルク電流の相互干渉を軽減する
ことができる。また、前述の切換によりサイクロコンバ
ータの出力電圧が飽和状態から非飽和状態となる場合に
おいても励磁電流とトルク電流が不整に変化することが
ないので、出力電圧飽和時にも安定な制御が行える。
第１図は本発明による誘導電動機の制御装置の一実施
例、第２図，第３図は第１図の第２の電流制御回路及び
第３の電流制御回路の構成図、第４図，第５図は本発明
の動作を説明するための図、第６図，第７図は本発明の
他の実施例である。 ２…周波数変換器、３…かご形誘導電動機、４…速度発
電機、５…速度指令回路、６…速度制御回路、７…リミ
ツタ回路、８…サイクロコンバータの出力電圧設定回
路、９…電動機電流演算回路、11…励磁分電流指令回
路、13…加算器、14…発振器、15…電流パターン回路、
19…電流成分検出回路、20…第２の電流制御回路、21…
第３の電流制御回路。
例、第２図，第３図は第１図の第２の電流制御回路及び
第３の電流制御回路の構成図、第４図，第５図は本発明
の動作を説明するための図、第６図，第７図は本発明の
他の実施例である。 ２…周波数変換器、３…かご形誘導電動機、４…速度発
電機、５…速度指令回路、６…速度制御回路、７…リミ
ツタ回路、８…サイクロコンバータの出力電圧設定回
路、９…電動機電流演算回路、11…励磁分電流指令回
路、13…加算器、14…発振器、15…電流パターン回路、
19…電流成分検出回路、20…第２の電流制御回路、21…
第３の電流制御回路。
Claims (2)
- 【請求項１】周波数を制御する周波数変換器と、該変換
器によつて駆動される誘導電動機と、該誘導電動機の一
次電流を励磁電流とトルク電流成分に分けて制御するベ
クトル制御手段により成る誘導電動機のベクトル制御装
置において、 上記ベクトル制御手段は、 一次周波数指令を発生する一次周波数指令手段と、一次
電流のトルク電流成分と一次電流の励磁電流成分を検出
する検出手段と、励磁電流成分指令と上記検出励磁電流
成分との差分をとり、積分要素と比例要素とを持つ演算
要素を介して出力する第１の電流制御手段と、トルク電
流成分指令と上記検出トルク電流成分との差分をとり、
積分要素と比例要素とを持つ演算要素を介して出力する
第２の電流制御手段と、該第１、第２の電流制御手段の
出力から誘導電動機の一次電流の瞬時値を指令する電流
パターン作成手段と、該作成手段の出力になるべく上記
変換器の出力指令を作成し、上記変換器のゲートを制御
する制御手段とを備えると共に、上記変換器の出力電圧
限界値及び誘導電動機の前記励磁電流成分指令及び上記
一次周波数指令とから最大許容トルク電流を演算する手
段と、該最大許容トルク電流指令と前記トルク電流成分
指令とを比較し、トルク電流成分指令が大の場合、上記
第1,第２の電流制御手段内の演算要素を比例要素のみに
切換える切換え手段とを備えてなる誘導電導機のベクト
ル制御装置。 - 【請求項２】周波数を制御する周波数変換器と、該変換
器によつて駆動される誘導電動機と、該誘導電動機の一
次電流を励磁電流とトルク電流成分に分けて制御するベ
クトル制御手段とより成る誘導電動機のベクトル制御装
置において、 上記ベクトル制御手段は、 一次周波数指令を発生する一次周波数指令手段と、一次
電流のトルク電流成分と一次電流の励磁電流成分を検出
する検出手段と、励磁電流成分指令と上記検出励磁電流
成分との差分をとり、積分要素と比例要素とを持つ演算
要素を介して出力する第１の電流制御手段と、トルク電
流成分指令と上記検出トルク電流成分との差分をとり、
積分要素と比例要素とを持つ演算要素を介して出力する
第２の電流制御手段と、該第1,第２の電流制御手段の出
力から誘導電動機の一次電流の瞬時値を指令する電流パ
ターン作成手段と、該作成手段の出力になるべく上記変
換器の出力指令を作成し、上記変換器のゲートを制御す
る制御手段とを備えると共に、上記誘導電動機の励磁電
流成分指令及びトルク電流成分指令及び上記一次周波数
指令とから上記誘導電動機の端子電圧を算出する手段
と、該端子電圧と基準値とを比較し、端子電圧大の場
合、上記第1,第２の電流制御手段内の演算要素を比例素
子のみに切換える切換え手段とを備えてなる誘導電動機
のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62223096A JPH06106034B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62223096A JPH06106034B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6469289A JPS6469289A (en) | 1989-03-15 |
| JPH06106034B2 true JPH06106034B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=16792767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62223096A Expired - Lifetime JPH06106034B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06106034B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3148209B2 (ja) * | 1989-05-19 | 2001-03-19 | 三菱電機株式会社 | サイクロコンバータの制御装置 |
-
1987
- 1987-09-08 JP JP62223096A patent/JPH06106034B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6469289A (en) | 1989-03-15 |
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Legal Events
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