JPH01321896A - 交流電動機を特に低速度で制御する方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明は全般的に多相交流電動機の制御、更に具体的
に云えば、交流電動機、特に始動モード及び低い回転速
度に於ける交流電動機のトルクと速度の制御に関する。

多相（典型的には３相）電動機の運転を制御する多数の
方式が知られている。普通便われる１つの方式は、所謂
負荷転流形インバータである。その普通の３相形の場合
、負荷転流形インバータは、３相の電力線路の様な適当
な電源に接続された源側変換器と、直流リンク回路を介
して源側変換器に接続された負荷側変換器とで構成され
る。各々の変換器は被制御半導体装置（例えば、サイリ
スク）の６つの枝路で構成される。源側変換器が交流電
力を直流電力に変換し、この直流電力がリンク回路を介
して負荷側変換器に供給され、この負荷側変換器が直流
電力を負荷、例えば電動機に供給される可変周波数の交
流電力に変える。周知の様に、電動機に供給される電圧
及び電流の大きさは、基本的には、源側変換器の位相制
御の関数であり、これに対して負荷に供給される電力の
周波数は負荷側変換器（これ、はよくインバータと呼ば
れる）の基本的な作用によるものである。

負荷転流形インバータの主な利点は、簡単であ−ること
である。即ち、負荷転流形インバータは、負荷側変換器
の制御装置又はサイリスクを転流（ターンオフ）する為
に必要な無効電力（ＶＡＲ）を発生するのに、それが接
続された負荷に頼っている。これと対照的に、電流制御
形インバータ又はパルス幅変調形インバータの様に、−
殻内に自己転流形インバータと分類される他の種類の変
換器は、ブリッジ回路のサイリスタの転流を行なう為に
、転流コンデンサ又は転流回路の様な何らかの余分の転
流方式を必要とする。

負荷転流形インバータに於ける大きな問題が、ブリッジ
のサイリスタを転流するのに十分な無効電力（ＶＡＲ）
を発生することであることは知られている。低速運転の
場合、特にそうである。負荷転流形インバータ（ＬＣＩ
と略称される）は、最初は交流同期機に使われていて、
このインバータの転流のために同期機の固定子端子の電
圧が利用されていた。然し、始動及び低い速度の時、同
期機の端子電圧はインバータのサイリスタを転流するの
に十分ではなく、この為、サイリスクの転流を行なう為
に他の何らかの方式が必要である。

始動及び低速運転で最も普通に使われる方法は、源側変
換器の動作を制御することによって、直流リンク回路の
電流を強制的にゼロにし、固定子に対する電流を再開す
る前に、負荷側変換器のゲート作用を変えることである
。負荷側インバータの点弧は電気角で６０°毎に変えな
ければならないから、負荷電圧の１サイクル毎に、直流
リンク電流を６回ゼロにしなければならない。この電流
のパルス動作が、電力に脈動を生じ、その結果、多くの
用途では軸トルクに望ましくない脈動が生ずる。

同期形電動機を制御するＬＣＩの一例が米国特許第４．
４４３，７４７号に記載されている。負荷転流形インバ
ータの別の例が米国特許第４，４４９．０８７号に記載
されている。

同期電動機にＬＣＩを使うことが開発されて以降、この
同じ形式の方式が、誘導電動機と並列にコンデンサを接
続して、この電動機及び負荷側インバータが要求する遅
相ＶＡＲを供給することにより、交流誘導電動機駆動装
置にも用いられている。この様なＬＣＩの用例が米国特
許第４，６０２．１９８号に記載されている。同期電動
機にＬＣＩを使う場合と同じく、遅相ＶＡＲを供給する
為に、誘導電動機に分路コンデンサを加えることは、コ
ンデンサ電流が比較的大きくなる様な、速度調節自在の
電動機駆動装置の一層高い電圧及び周波数の時にしか実
用的でない。装置の設計並びに所要電力に応じて、コン
デンサ電流は普通は、成る速度より低い所では、装置に
要求されるＶＡＲを供給することができない。これは典
型的には、定格速度の約５０％の所である。その為、こ
う云う形式の駆動装置を始動して、大体こう云う点まで
加速する為に、何らかの戦術を用いなければならない。

ＬＣＩＣ等誘導形の始動制御に関係する２番目の問題は
、分路コンデンサと電動機の漏洩インダクタンスの共振
である。コンデンサを選ぶ時の１つの判断基準は、共振
周波数が電動機の普通の動作速度範囲内に来ない様にす
ることである。５０％の動作速度範囲の場合、共振周波
数は、約４５％の速度に対応する、２７ヘルツの電動機
の基本周波数の第５高調波である約１３′５ヘルツに選
ぶのが普通である。始動制御装置が６段のインバータで
ある場合（これは３相装置では典型的である）、基本波
に対して次数５．７，１１．１３等の高調波が生じ、そ
れが４５．３２，２０．１７％等の駆動速度で共振を励
振する。共振が無減衰であるから、６段波形を用いて、
こう云う速度で運転することは好ましくない。

負荷転流形インバータの別の使い方は、１２パルス形交
流電動機駆動装置と呼ばれるものである。

この形式の装置は、何れも負荷転流形インバータ装置を
含む路間−の２つの並列通路を有する。然し、これらの
通路は互いに位相をずらして動作させ、更に、ＬＣＩの
インバータ部分の出力が、電動機内で、やはり互いに位
相がずれている別々の組の巻線に接続される。その結果
、夫々の組の巻線に於ける電圧及び電流が、典型的には
約３０″離れている。この装置の一例が米国特許第４，
４２６．６１１号に記載されている。１２パルス装置は
、−船内には標準的な６バルス形の３相電動機で得られ
るよりも動作が一層滑らかになるが、依然として前に述
べた様な電力の脈動、並びにそれに伴う望ましくない軸
トルクの脈動がある。

発明の要約 従って、この発明の目的は、特に低速に於ける交流電動
機の動作を制御する改良された方法と装置を提供するこ
とである。

別の目的は、負荷転流形インバータを利用して、特に低
速に於ける電動機の速度とトルクの制御作用を改善する
方法と装置を提供することである。

別の目的は、装置の源側変換器を「サイクロコンバータ
」形動作モードで作動して、周波数の所望の範囲内で正
弦半波電流の出力を発生すると共に、負荷側変換器を反
転スイッチとして作動して、電動機の巻線の一部分に対
し、単相交流電力に相当するものを供給することにより
、特に低い動作速度で、負荷転流形インバータ装置を使
うことによって、交流電動機を制御並びに運転する方法
と装置を提供することである。

この発明の別の目的は、最初は、所望の速度まで、負荷
転流形インバータの電流をゼロに減少して、負荷側変換
器のサイリスタを転流できる様にし、その後源側変換器
をサイクロコンバータ形動作モードで作動して、所望の
周波数範囲内の正弦半波電流を発生し、その間装置の負
荷側変換器を反転スイッチとして作動して、負荷に対し
て単相交流電力を供給することにより、交流機を始動す
ると共に低速で運転する為に、負荷転流形インバータを
利用する方法と装置を提供することである。

この発明の別の目的は、互いに電気角で９０゜位相がず
れた出力電流を発生する並列の負荷転流形変換器のチャ
ンネルにより、２相の電力を電動機に供給して、該電動
機を低速では２相電動機として運転することにより、少
なくとも２組の３相巻線を持つ交流多相電動機の電流及
びトルクを制御する方法と装置を提供することである。

この発明では、上記並びにその他の目的が、直流リンク
回路を介して直流から交流への負荷側変換器に接続され
た制御自在の交流から直流への源側変換器を含む給電チ
ャンネルを介して、多相交流源から交流電動機に電力を
供給する方式を提供することによって達成される。源側
変換器をサイクロコンバータ形モードで作動して、所望
の周波数で正弦半波電流の出力を発生すると共に、負荷
側変換器を反転スイッチとして作動して、電動機に単相
交流電力を供給することにより、電動機の低周波数の低
速動作が達成される。

この発明の変形及び別の実施例では、電動機は、−旦設
定された予定の速度に達したら、上に述べた様に運転し
、この予定の速度より低い所では、直流電流をゼロに減
少することにより、負荷側インバータの転流を行なうこ
とにより、電動機を運転する。

更に別の実施例では、２つの負荷転流形インバータを用
い、交流電動機の位相がずれた別々の組の巻線に夫々接
続して、これらの巻線に別々に電力を供給する。巻線の
間に存在する位相変位並びにチャンネル内での位相変位
により、単相交流電力が電動機の異なる巻線の組に選択
的に供給されることによって、電動機が低速で２相電動
機として運転される。

この発明は特許請求の範囲に具体的に限定しであるが、
この発明は以下図面について説明する所から更によく理
解されよう。

詳しい説明 第１図は従来周知の典型的な３相負荷転流形インバータ
駆動装置を示している。負荷転流形インバータ（ＬＣＩ
）が源側変換器１０を持ち、これが線路１６．１８及び
平滑誘導子２０で構成された直流リンク回路を介して、
負荷側変換器１２（これはインバータと呼ばれる場合が
多い）に接続される。第１図に示す３相形では、源側変
換器１０は６つの枝路を持つブリッジ形式で、６つの被
制御整流器又はサイリスタ２２乃至２７で構成されてい
る。各々の一対の枝路の中点が線路Ｌ１゜Ｌ２．Ｌ３で
示す電力源に接続される。源側変換器１０が源の交流電
力を、直流リンク回路１４を介してインバータ１２に印
加する為の直流電力に変換する。公知の様に、電流及び
実効電圧の大きさは、ブリッジ１０のサイリスタの位相
制御によって制御することができる。後で説明するし、
公知でもあるが、ブリッジ１０を「サイクロコンバータ
」形動作モードで動作させて、所望の周波数を持つ正弦
半波信号を発生することができる。通常、こう云う周波
数は、線路り、、Ｌ２．Ｌ３の交流源の電圧の周波数を
越えない。

負荷側変換器１２が直流リンク回路１４から直流電力を
受取り、それを所望の周波数の交流電力に変換する。変
換器１０と同じく、インバータ１２は３相ブリッジの形
に配置された６つのサイリスタ３２乃至３７で構成され
、ブリッジの枝路の接続点が線４０を介して負荷４２に
接続される。

負荷４２が交流電動機として示されている。典型的なＬ
ＣＩでは、電動機４２は、前に述べた様に、同期電動機
又は誘導電動機であってよい。電動機４２が同期電動機
である場合、これまで説明した形式は、運転に十分であ
る。これは、速度が適当である時、同期電動機が負荷側
変換器のサイリスクに対する転流用ＶＡＲを発生するか
らである。

米国特許箱４，６０２，１９８号に記載されている様に
、電動機４２が誘導形である場合、変換器の転流に十分
なＶＡＲを利用することができないことがあり、その場
合、負荷側インバータを正しく動作させる為に、コンデ
ンサ回路４４（破線で示す）が必要になることがある。

基本的なＬＣＩ駆動装置について更に知りたければ、上
に引用した米国特許を参照されたい。

次にこの発明の基本形式を示す第２図と、関連した波形
を示す第３図について説明する。この場合も、基本ＬＣ
１回路で、源側変換器１０が線路Ｌｌ　ｌ　　Ｌ２．Ｌ
３で示す３相電源に接続される。

変換器１０がリンク回路１４を介して負荷側変換器又は
インバータ１２に接続される。然し、この場合、インバ
ータ１２の２つのサイリスクを破線で示しであることに
注意されたい。これは、この発明の１番基本的な形式で
は、インバータ１２の２つの枝路を使わないからである
。インバータ１２の他の４つの枝路、即ち、サイリスタ
３４−３５及び３６−３７の中点が、電動機４２の３相
固定子巻線の端子す及びＣに接続されている。この巻線
は巻線ｂｎ、Ｃｎ及びａｎで構成されている。

更に、電動機４２の端子ａが、破線で示したインバータ
の枝路の中点に接続され、これはこの巻線がこの発明の
特定の形式では用いられないが、電動機が適当な速度に
達した後の運転で、この巻線が使われることを示してい
る。即ち、動作は従来の標準通りである。サイリスタ２
５及び３７に対する典型的な接続によって示す様に、Ｌ
ＣＩ駆動装置の全てのサイリスクは適当な位相制御装置
５０によって制御されるが、これは後で詳しく説明する
。

この発明では、源側変換器１０をサイクロコンバータ・
モードで動作させて、所望の周波数範囲内の正弦半波の
出力を発生する（この動作形式は、１９７１年にジョン
・ワイリー・アンド・サンズ・インコーホレーテッド社
から出版されたブライアンＲ０べり−の著書「サイリス
タ位相制御変換器及びサイクロコンバータ」、′５会図
書館カタログ・カード番号７０−１２５２７６、特に第
１４５頁以降に詳しく説明されている）。制御装置５０
によって制御される源側変換器１０の出力が「源」と記
したグラフに示されている（第３図）。

これらの正弦半波の周波数は、通常は、Ｌｌ。

Ｌ２．Ｌ３で示した源の周波数を越えない。例えば、源
が６０ヘルツである場合、源側変換器の半波出力は毎秒
的Ｏ乃至６０個の半サイクルの範囲で変化する。変換器
１０の出力が直流リンク回路１４に印加される。この出
力の周波数は、この回路を設計した周波数よりかなり低
いから、正弦半波に対する１４波誘導子２０の影響は比
較的小さく、従って、インバータ１２の入力の線１６．
１８には正弦半波の形が現われる。前に述べた様に、こ
の発明のこのモードでは、インバータ１２の４つの枝路
しか使わない。制御装置５０からのゲート信号に応答し
て、インバータ１２のこれらの４つの枝路が反転スイッ
チとして作用し、インバータ１２の出力が、実効的に直
列接続になっている２つの巻線ｂｎ及びａｎに印加され
る様にする。この出力が第３図の下側のグラフ（「負荷
」）に示されており、交流正弦波である。従って、電動
機４２は単相電動機として運転され、前に述べた振動及
θトルクの脈動がなくなる。第３図に示す様に、正弦波
は、源側変換器１０によって発生される半波の周波数の
半分の周波数である。従って、この発明の基本形式の方
法と装置は、回転子の運動が開始した時点から、電動機
の定格速度の大体半分に至るまで、即ち、源（Ｌｌ　、
Ｌ２．Ｌ３）の周波数の半分まで有効であり、そうなっ
た時、前に引用した米国特許に記載される通常の動作が
行なわれる。

この発明の基本モードの動作が、回転が開始した後であ
ると述べたことに注意されたい。これは、３相電動機は
単相電力では始動しないからである。

即ち、この発明の別の実施例又は別の特徴として、電動
機は予定の速度になるまで、公知の方法に従って始動し
て運転し、その後金説明した基本モードの運転を行なう
。

典型的には、この予定の速度は定格速度の約１０％、又
は源電圧の周波数の１０％である。ゼロからこの予定の
速度までの運転は、インバータ１２の制御によって行な
うことが好ましい。インバータ１２のサイリスク（この
場合には６個全部が使われる）の転流を確実に行なう為
、変換器１０の位相制御をして、直流リンク回路の電流
が不連続になるように保証する。即ち、この発明のこの
実施例は、源側変換器を最初は位相制御モードで動作さ
せて、負荷側インバータ１２に不連続電流を送り出し、
このインバータのサイリスタの転流を行なわせることが
必要である。予定の速度（例えば定格の１０％）に達し
た後、動作をこの発明の基本モードに切換える。即ち、
源側変換器を正弦半波電力を発生する様に動作させ（サ
イクロコンバータ形動作）、負荷側インバータは反転ス
イッチとして動作させて、負荷に対して単相電力を送り
出す様にする。

この発明の方法を実施する為に、種々の制御装置を使う
ことができるが、その一つの装置が第４図に示されてい
る。第４図には、直流リンク回路１４によって接続され
た源側変換器１ｏ及び負荷側変換器１２が示されている
。インバータの出力が、電機子４３をも含む機械４２の
固定子巻線に接続される。電機子４３には適当なタコメ
ータ／位置センサ５２（例えば公知の様に、インデック
スを付したスロット形円板）が接続され、これが２つの
装置に対して線５４に出力信号を発生する。

その１番目は位置センサ５６であり、これがタコメータ
のインデックス信号を位置信号に変換し、節５８に出力
するが、これは後で説明する。更に、線５４の信号が適
当なディジタル・アナログ変換器６０に供給され、この
変換器の出力は電動機の実際の速度を表わす信号「速度
フィードバック」である。この速度フィードバック信号
が加算点６２に対する一方の入力となり、その２番目の
入力は所望の速度を表わす信号（ＳＰＤ”）である。

信号ＳＰＤ”はオペレータ人力６３の様な適当な源から
取出される。何らかの形の自動制御装置等の様な他の源
も、この源として用いることができる。

加算点６２の出力が実際の速度と所望の速度の間の誤差
又は差を表わす信号である。この誤差信号が適当な速度
調整器（利得ブロック）６４に印加され、その出力は、
電動機がその速度を是正するのに必要な電流の変化を表
わす信号Ｉ８である。

信号Ｉ８が正弦波基準発生器６６に印加される。

正弦波発生器６６に対する別の入力は、位置センサ５６
から来た、節５８からの信号である。この信号を電動機
始動動作で使って、正弦波発生器６６の出力の位相を調
節し、回転子の位置並びに源側変換器１０のサイリスタ
の点弧に対するこの出力信号の正しい位ＦＬＩを選択す
る。発生器６６に対する別の入力は、電動機磁束に比例
する信号（ψｂｅ）である。この信号は多数の方法で発
生することができる。例えば電動機内の磁束コイルによ
って発生することができる。第４図では、信号ψ、０が
、電動機電圧を積分回路７０で積分することによって発
生されるものとして示しである。電動機の少なくとも２
つの巻線、即ち巻線ｂｎ及びＣｎに印加される電圧を表
わす信号が、積分器７０に印加され、信号ψ、０を発生
する。

正弦波基準発生器６６に対する最後の入力は、電動機磁
束に対する所望の電流の角度を表わす信号、即ち、磁束
に対する角度を表わす信号でありこれが２つの変換器１
０．１２のサイリスタの点弧に対する位相関係を定める
。この信号はオペレータ人カフ２の様な適当な手段によ
って発生される。

正弦波発生器６６の出力は正弦波の形をした信号であり
、これは信号Ｉ８に比例する大きさ、信号ψｂｅに比例
する周波数、及び磁束信号に対し、素子７２からの角度
信号に比例する位相関係を持つ。この正弦波出力信号が
絶対値回路７４に印加され、その出力には、発生器６６
の出力を両波整流した信号が得られる。この整流信号が
スイッチ７８を介して加算点７６に対する一方の入力と
して印加される。

スイッチ７８はスイッチ８０と同じ（常開スイッチとし
て示してあり、これに対してスイッチ８２．８４は常閉
として示しである。４つのスイッチは、破線８６で示す
様に、「連動」である。スイッチの位置は、閾値増幅器
９０によって制御されるモード・リレー８８の関数であ
る。閾値増幅器９０がディジタル・アナログ変換器６０
からの人力信号を受取り、電動機の動作が前に述べた予
定の速度に達した時、モード・リレー８８がスイッチの
位置を切換える様に作用する。

説明を始めるに当って、最初に、電動機がモード・リレ
ーを作動するのに十分な速度で運転されていて、その為
スイッチ７８．８０が閉じ、スイッチ８２．８４が開い
ていると仮定する。制御自体に説明を戻すと、加算点７
６が直流リンク回路１４に入っている変流器９２からの
入力信号をも受取り、変流器９２からの信号は、回路１
４の電流の複製である。これらの２つの入力により、加
算点７６の出力は、直流リンク回路の電流を関数ブロッ
ク７４の出力と位相、大きさ及び周波数の点で強制的に
対応させる為に源側変換器１０の整流器の点弧に必要な
変化を表わす電流誤差信号（１）である。信号Ｉ　　が
電流制御装置９８ｒｒ　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　ｅｒｒ４に印加され、その出力が、変換器１０
のサイリスクに対して線９８を介してゲート信号を発生
する点弧制御装置９６を制御する。今説明しているモー
ドでは、制御装置のこの部分により、変換器１０はサイ
クロコンバータ形動作で動作し、直流リンク回路１４に
、前に説明した一連の正弦半波を発生する。

正弦波基準発生器６６の出力が高利得回路１００にも印
加される。この回路は、発生器６６の出力の周波数で矩
形波を近似する極性信号をその出力に発生する。この信
号がスイッチ８０（今は閉じた位置にあると仮定してい
る）を介して負荷側変換器１２に対する点弧制御装置１
０２に印加され、この点弧制御装置が線１０４を介して
、関連するサイリスタのゲート端子に適当な点弧信号を
供給し、反転スイッチを作動し、こうして電動機巻線に
供給される電力の極性を定める。点弧制御装置１０２に
対する２番目の入力は、変流器９２に接続された閾値回
路１０６からの信号である。

回路１０６が、リンク回路電流がゼロである時にゼロ・
レベル信号を発生して、点弧制御装置１０２を付能する
。この状態では、点弧制御装置１０２は負荷側インバー
タのサイリスクによって、第３図の「負荷」のグラフに
示す様な単相交流電流を電動機４２の巻線ｂｎ及びＣｎ
に供給させる。

第４図に示した他の部分は、この発明の始動モードを行
なう為の制御装置である。この制御装置は、本質的に、
ＬＣＩから通常の３相電力を負荷４２に供給させて、電
動機を静止状態から選定された速度Ａに持ってくる。こ
のため、電流及び周波数基準発生器１１０が、節５８の
位置センサの信号と信号１８．ψｂｅ及び角度信号を入
力として受取る。

発生器１１０がその出力に、変換器１０の出力に希望す
る大きさ及び周波数と比例する大きさ及び周波数を持つ
略矩形波の一連のパルスを発生する。この信号がスイッ
チ８２を介して加算点７６に印加される。スイッチ８２
は、予定の速度より低いところでは閉じている。加算点
７６は変流器９２からの信号も受取る。この結果得られ
る誤差信号により、源側変換器１０が、源（Ｌｌ、Ｌ２
゜Ｌ３）と対応する周波数で位相制御モードで動作し、
信号■８に比例する大きさを持つ電流を発生する。′発
生器１１０の出力がスイッチ順序選択器１１２にも印加
され、その出力は、スイッチ８４を介して、点弧制御装
置に対する入力となり、負荷側変換器１２のサイリスク
枝路の開閉を制御し、こうして電動機４２、今の場合は
３つの巻線全部に供給される電力の周波数を制御する。

閾値回路１０６の出力により、インバータ１２のサイリ
スタの開閉は、直流リンク電流の電流がゼロである時に
だけ行なわれる。

以」二説明した所から、負荷転流形インバータ駆動装置
を通常の３和動作モードで制御することにより、電動機
が静止状態から予定の速度の状態まで持ってこられ、こ
の間インバータ１２のサイリスクの転流がゼロの電流で
確実に行なわれる。この予定の速度に達した後、ＬＣＩ
がサイクロコンバーター反転スイッチ・モードで制御さ
れる。

第５図及びそれに関連する第６図の波形は、前に引用し
た米国特許第４．４２６，６１１号及び同第４，５６５
，９５３号に記載される基本形式の１２パルス形負荷転
流形インバータ駆動装置と普通呼ばれるものにこの発明
を用いた場合を示す。

１２パルス形装置では、電動機の固定子は、互いに電気
角で３０°位相がずれた２組の巻線を持っている。これ
らの巻線が、第２図に示した符号にダッシュ及び２重の
ダッシュをつけて第５図に示されている。２つのＬＣ１
チャンネルが２組の巻線に給電する。チャンネル１は、
１つのダッシュをつけた巻線に接続され、源側変換器１
０′、負荷側変換器１２′及びリンク回路１４′を含む
。

負荷側変換器１２′の４つの枝路が第１組の巻線の内の
巻線ｂ′ｎ′及びｃ′ｎ′に接続される。

同様に、チャンネル２は２つのダッシュを付けた同様な
部品で構成されている。然し、この場合、負荷側変換器
１２′の適当な４つの枝路が、第２組の内の巻線ａ’　
ｎ’及びｃ’　ｎ’に接続される。

２つの負荷転流形インバータ回路又は２つのチャンネル
は（必ずしもそうしなくてもよいが）、電源”ｌ　＋　
　Ｌ２　＋　　Ｌ３に接続された３角結線の１次側１５
２を持つ変圧器装置（全体を１５０で示す）から給電す
ることができる。変圧器１５０の第１の２次巻線１５４
がＹ結線になっていて、チャンネル１の源側変換器１０
’　に給電する。同様に、３角結線の２次側１５６がチ
ャンネル２の源側変換器１０’に給電する。電力回路の
動作が、この発明の基本モードによる場合を第５図に示
してあり、この時各々の源側変換器は正弦半波を発生す
る様に動作する。チャンネルの間で、正弦半波は電気角
で９０°　（第６図参照）だけ位相がずれている。その
結果、電力の点では、電動機４２′は２相電動機として
動作する。

第５図及び第６図について説明した実施例が２相電動機
として動作するから、単相電動機に伴う始動の問題は起
らない。その為、第４図の実施例について述べた様な始
動の条件を必要とせずに、適当な制御装置を構成するこ
とができる。

第７図は第５図の電力回路に考えられる１つの制御装置
の構成を示す。この制御装置が実質的に第４図の制御装
置の上半分、即ちサイクロコンバーター反転スイッチ・
モードを構成する制御部分を２重に用いたものであるこ
とは直ちに明らかである。その為、その動作を詳しく説
明する必要はないと思われる。然し、全体的な理解を助
ける為に、十分な数の部品が、第４図の同様な部品と同
じ符号にダッシュ及び２重のダッシュを付けである。同
じ部品を使う場合、参考の為に同じ符号を用いている。

ここでは、主な１つの違いが、第７図で正弦波発生器６
６′が、両方の組の巻線から磁束信号を受取る点である
。図示の様に、これらの信号はψ６．。、及びψ。、ａ
ｏである。発生器６６′が２つのチャンネルの夫々の制
御装置に対して２つの出力を発生する。２つの正弦波基
準信号は互いに電気角で９０°位相がずれている。他の
全ての点て、２つのチャンネルの個々の動作は前に述べ
た通りである。

この発明の好ましい実施例を説明したが、当業者にはそ
の変更が容易に考えられよう。従って、この発明はここ
に図示し且つ説明した特定の実施例に制限されるもので
はなく、特許請求の範囲がこの発明の範囲を定めるもの
であることを承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来公知の典型的な負荷転流形インバータ電動
機駆動装置の回路図、第２図はこの発明の基本形式の電
力回路の回路図、第３図は第２図に示したこの発明の動
作を理解するのに役立つ波形図、第４図は第２図に示す
様なこの発明の一形式の制御及び動作を示す回路図、第
５図はこの発明の２チヤンネル、１２パルス形電動機駆
動装置の実施例の電力レベルの回路図、第６図は第５図
に示した実施例の動作を説明する為の波形図、第７図は
第５図に示した電力方式に対する１つの制御形式を示す
回路図である。 ［主な符号の説明］ １０：源側変換器 １２：負荷側変換器 １４：直流リンク回路 ４２：交流電動機

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、リンク回路を介して直流から交流への負荷側変換器
   に接続された制御自在の交流から直流への源側変換器を
   含む給電チャンネルを用いて、多相交流源から交流電動
   機に供給される電力を制御する装置で、前記電動機の低
   周波動作を行なわせる方法に於いて、前記源側変換器を
   作動して、所望の周波数範囲内の正弦半波電流の出力を
   発生し、前記負荷側変換器を反転スイッチとして作動し
   て、前記正弦半波電流を単相交流電力に変換し、該単相
   電力を前記電動機に供給する工程を含む方法。 ２、前記電動機が多相電動機である請求項１記載の方法
   。 ３、前記電動機が各相に対して巻線を持つ３相電動機で
   あり、前記負荷側変換器からの単相交流電力が２つの巻
   線に供給される請求項１記載の方法。 ４、前記正弦半波電流が供給される所望の周波数の範囲
   が、前記交流源の周波数を越えない請求項１記載の方法
   。 ５、更に、電動機速度の所望の変化、実際の電動機磁束
   、及び該電動機磁束に対する所望の角度を表わす信号を
   発生し、前記電動機速度信号の所望の変化の関数として
   の大きさ、前記電動機磁束信号の関数としての周波数、
   及び前記角度信号の関数としての、電動機磁束に対する
   位相関係を持つ基準正弦波を発生し、該基準正弦波の関
   数として前記源側変換器を制御する工程を含む請求項３
   記載の方法。 ６、更に、前記電動機の回転子のその時の位置を表わす
   位置信号を発生し、該位置信号の関数として前記基準正
   弦波の位相を時間的に調節する工程を含む請求項５記載
   の方法。 ７、更に、前記基準正弦波の絶対値に比例する信号を発
   生し、前記リンク回路の電流に比例するフィードバック
   信号を発生し、前記絶対値に比例する信号と前記フィー
   ドバック信号を組合せて制御信号を作り、該制御信号に
   応答して前記源側変換器を制御して、該源側変換器の出
   力に前記正弦半波電流を発生する工程を含む請求項５記
   載の方法。 ８、更に、前記基準正弦波の絶対値に比例する信号を発
   生し、前記リンク回路の電流に比例するフィードバック
   信号を発生し、前記絶対値に比例する信号と前記フィー
   ドバック信号を組合せて制御信号を作り、該制御信号に
   応答して前記源側変換器を制御して、前記源側変換器の
   出力に前記正弦半波電流を発生する工程を含む請求項６
   記載の方法。 ９、更に、前記リンク回路の電流が略ゼロに等しい時に
   ゼロ・レベル信号を発生し、極性信号を発生し、前記ゼ
   ロ・レベル信号及び前記極性信号の関数として前記負荷
   側変換器を制御する工程を含む請求項１記載の方法。 １０、更に、前記基準正弦波の絶対値に比例する信号を
   発生し、前記リンク回路の電流に比例するフィードバッ
   ク信号を発生し、前記基準正弦波の絶対値に比例する信
   号及び前記フィードバック信号を組合せて制御信号を発
   生し、該制御信号に応答して前記源側変換器を制御して
   、該源側変換器の出力に前記正弦半波電流を発生し、前
   記リンク回路の電流が略ゼロに等しい時にゼロ・レベル
   信号を発生し、極性信号を発生し、前記ゼロ・レベル信
   号及び前記極性信号の関数として、前記負荷側変換器を
   反転スイッチとして制御する工程を含む請求項５記載の
   方法。 １１、多相交流源から交流電動機に対する電力を制御す
   る装置に於いて、制御自在の交流から直流への源側変換
   器と、直流から交流への負荷側変換器と、前記源側変換
   器の出力を前記負荷側変換器に接続するリンク回路と、
   前記源側変換器を制御して、所望の周波数範囲内の正弦
   半波電流の出力を発生させる手段と、前記負荷側変換器
   を反転スイッチとして制御して、前記正弦半波出力を単
   相交流電力に変換させる手段と、該単相交流電力を前記
   電動機に供給する手段とを有する装置。 １２、前記電動機が多相電動機である請求項１１記載の
   装置。 １３、前記電動機が各相に関連する巻線を持つ３相電動
   機であり、前記負荷側変換器からの単相交流電力が２つ
   の巻線に供給される請求項１１記載の装置。 １４、前記源側変換器がサイリスタの３相ブリッジ構成
   であり、前記源側変換器を制御する手段が、電動機速度
   の所望の変化、実際の電動機磁束、該電動機磁束に対す
   る角度を表わす信号を発生する手段と、前記信号に応答
   して、所望の電動機電流の変化の関数としての大きさ、
   前記電動機磁束信号の関数としての周波数、及び前記角
   度信号の関数としての、電動機磁束信号に対する位相関
   係を持つ基準正弦波を発生する手段と、該基準正弦波に
   応答して前記源側変換器を制御する手段とで構成されて
   いる請求項１３記載の装置。 １５、前記源側変換器を制御する手段が、前記基準正弦
   波の絶対値に比例する信号を発生する手段と、前記リン
   ク回路の電流に比例するフィードバック信号を発生する
   手段と、前記絶対値に比例する信号及び前記フィードバ
   ック信号を組合せて制御信号を作る手段と、該制御信号
   に応答して前記源側変換器のサイリスタを選択的に導電
   させて、その出力に前記正弦半波電流を発生させる手段
   とで構成されている請求項１４記載の装置。 １６、前記負荷側変換器を制御する手段が、前記リンク
   回路の電流が略ゼロである時にゼロ・レベル信号を発生
   する手段と、極性信号を発生する手段と、前記ゼロ・レ
   ベル信号及び極性信号の関数として前記負荷側変換器を
   制御する手段とで構成されている請求項１１記載の装置
   。 １７、前記源側変換器を制御する手段が、前記基準正弦
   波の絶対値に比例する信号を発生する手段と、前記リン
   ク回路の電流に比例するフィードバック信号を発生する
   手段と、前記基準正弦波の絶対値に比例する信号と前記
   フィードバック信号を組合せて制御信号を発生する手段
   と、該制御信号に応答して前記源側変換器のサイリスタ
   を選択的に導電させて、その出力に前記正弦半波電流を
   発生させる手段とで構成され、前記負荷側変換器を制御
   する手段が、前記リンク回路の電流が大体ゼロに等しい
   時にゼロ・レベル信号を発生する手段と、極性信号を発
   生する手段と、前記ゼロ交叉信号の関数として前記負荷
   側変換器を反転スイッチとして制御する手段とで構成さ
   れている請求項１４記載の装置。 １８、何れのチャンネルも、リンク回路を介して直流か
   ら交流への負荷側変換器に接続された制御自在の交流か
   ら直流への源側変換器を含む様な、交流源と交流電動機
   の間に並列に接続された同様な２つの給電チャンネルを
   用いて、交流源から、互いに位相がずれた第１組及び第
   ２組の多相巻線を持つ交流電動機に供給される電力を制
   御する方式で、前記電動機の低速運転を行なわせる方法
   に於いて、第１のチャンネルの源側変換器を作動して、
   所望の周波数範囲内の正弦半波電流の第１出力を発生し
   、第２のチャンネルの源側変換器を作動して、前記第１
   出力と略同じ低い周波数であるが、時間的に、前記第１
   出力の電流に対して電気角で約９０°位相がずれた正弦
   半波電流の第２出力を発生し、両方のチャンネルの前記
   負荷側変換器を反転スイッチとして作動して、電動機の
   夫々の組の巻線に単相電力を供給する工程を含む方法。 １９、正弦半波電流を発生する所望の低い周波数の範囲
   が、交流源の周波数を越えない請求項１８記載の方法。 ２０、前記各組の多相巻線が３相であって、各々の負荷
   側変換器からの単相電力が夫々の組の巻線の内の２つの
   巻線に供給される請求項１８記載の方法。 ２１、電動機速度の所望の変化を表わす電流信号を発生
   し、夫々前記第１組及び第２組の巻線によって発生され
   た実際の磁束を表わす第１及び第２の磁束信号を発生し
   、電動機磁束に対する所望の電気角を表わす角度信号を
   発生し、前記電流信号、前記第１の磁束信号及び前記角
   度信号の関数として、第１のチャンネルに対する第１の
   基準正弦波を発生し、前記電流信号、前記第２の磁束信
   号及び前記角度信号の関数として、第２のチャンネルに
   対する第２の基準正弦波を発生し、前記第１の基準正弦
   波に応答して第１のチャンネルの源側変換器を制御する
   と共に前記第２の基準正弦波に応答して前記第２のチャ
   ンネルの源側変換器を制御する工程を含む請求項１８記
   載の方法。 ２２、更に、各々のチャンネルに対し、該チャンネルの
   基準正弦波の絶対値に比例する信号を発生し、該チャン
   ネルのリンク回路の電流に比例するフィードバック信号
   を発生し、前記絶対値に比例する信号及び前記フィード
   バック信号を組合せて制御信号を作り、該制御信号に応
   答して前記チャンネルの源側変換器を制御して、該源側
   変換器の出力に正弦半波電流を発生させる工程を含む請
   求項２１記載の方法。 ２３、各々のチャンネルに対し、更に、リンク回路の電
   流が大体ゼロに等しい時にゼロ・レベル信号を発生し、
   極性信号を発生し、ゼロ交叉信号の関数として該チャン
   ネルの負荷側変換器を制御する工程を含む請求項１８記
   載の方法。 ２４、更に、各々のチャンネルに対し、該チャンネルの
   基準正弦波の絶対値に比例する信号を発生し、該チャン
   ネルのリンク回路の電流に比例するフィードバック信号
   を発生し、前記絶対値に比例する信号を前記フィードバ
   ック信号と組合せて制御信号を発生し、該制御信号に応
   答して前記チャンネルの源側変換器を制御して、該源側
   変換器の出力に前記正弦半波電流を発生させ、前記リン
   ク回路の電流が大体ゼロに等しい時にゼロ・レベル信号
   を発生し、極性信号を発生し、前記ゼロ・レベル信号及
   び前記極性信号の関数として、前記チャンネルの負荷側
   変換器を反転スイッチとして制御する工程を含む請求項
   ２１記載の方法。 ２５、何れの変換器も複数個の被制御半導体装置で構成
   されていて、リンク回路を介して直流から交流への負荷
   側変換器に接続された交流から直流への源側変換器で構
   成される負荷転流形インバータ回路を介して、電源に接
   続された多相電動機の動作を制御する装置で、前記電動
   機を始動及び運転する方法に於いて、 ａ）１）前記源側変換器を位相制御モードで動作させて
   、前記リンク回路を介して、前記負荷側変換器に対して
   不連続な電流を供給し、２）前記リンク電流のゼロ電流
   状態を感知し、３）予定の速度に達するまで、電流がゼ
   ロになる時刻に負荷側変換器の導電状態を選択的に変え
   て、前記電動機に電力を供給する工程を含んでいる、大
   体ゼロの速度から予定の値までの第１の動作モードに於
   ける電力を制御する工程と、 ｂ）１）前記源側変換器を作動して、所望の周波数の範
   囲内で正弦半波電流の出力を発生し、２）前記負荷側変
   換器を反転スイッチとして作動して、前記正弦半波電流
   を単相交流電力に変換し、３）該単相電力を前記電動機
   に供給する工程を含んでいる、 電動機速度が前記予定の値を越えた後の第２の動作モー
   ドに於ける電力を制御する工程とを含む方法。 ２６、前記電動機が各相の巻線を持つ３相電動機であり
   、前記負荷側変換器からの単相交流電力が２つの巻線に
   供給される請求項２５記載の方法。 ２７、前記予定の値の速度が大体電動機の定格速度の約
   １０％である請求項２５記載の方法。 ２８、更に、電動機速度の所望の変化、実際の電動機磁
   束及び該電動機磁束に対する所望の角度を表わす信号を
   発生し、前記信号に応答して、電動機速度信号の所望の
   変化の関数としての大きさ、電動機磁束信号の関数とし
   ての周波数、及び前記角度信号の関数としての、電動機
   磁束信号に対する位相関係を持つ基準正弦波を発生し、
   該基準正弦波の関数として前記源側変換器を制御する工
   程を含む請求項２５記載の方法。 ２９、更に、前記基準正弦波の絶対値に比例する信号を
   発生し、前記リンク回路の電流に比例するフィードバッ
   ク信号を発生し、前記絶対値に比例する信号及びフィー
   ドバック信号を組合せて制御信号を作り、該制御信号に
   応答して前記源側変換器を制御して、該源側変換器の出
   力に前記正弦半波電流を発生させる工程を含む請求項２
   ８記載の方法。