JPS6120117B2

JPS6120117B2 -

Info

Publication number: JPS6120117B2
Application number: JP52030065A
Authority: JP
Inventors: Isao Kaneda
Original assignee: NEC Home Electronics Ltd
Current assignee: NEC Home Electronics Ltd
Priority date: 1977-03-17
Filing date: 1977-03-17
Publication date: 1986-05-20
Also published as: JPS53114271A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は放電灯点灯装置に関し、特に限流装
置として単チヨークを用いた毎半サイクルスター
ト点灯方式において該スタート回路を利用してフ
イラメントを予熱するようにした放電灯点灯装置
に関する。

近時エネルギ危機に発して、省資源、省エネル
ギが強く叫ばれており、一つの技術的命題となつ
ている。本発明の背景となる毎半サイクルスター
ト点灯方式は、照明分野においてこの命題を解決
せんとするものである。すなわち、本発明者の別
途提案したところによれば、毎半サイクルスター
ト点灯方式（後で詳述する）においては、放電灯
点灯装置の電力損失を従来の単チヨークおよびラ
ピツド型点灯方式に比較してそれぞれ例えば1/
４，1/6以下に低減し、かつ形状も重量比で1/6，
1/12以下に小型化することができる。

この発明の背景となる毎半サイクルスタート点
灯方式において限流チヨークを小型化できる理由
について説明するため、、先ず従来点灯方式の機
構について説明しよう。

すなわち、けい光ランプ用放電灯点灯装置とし
て従来（例えば特公昭49―11485号公報）は例え
ば第１図に示すような回路構成のものが使用され
ている。この構成は、交流電源ACに限流装置と
しての限流チヨークCHを介して放電灯FLを接続
し、一方放電灯FLのフイラメントｆ，f′の電源
側端子間にコンデンサＣを、非電源側端子にはね
かえり昇圧インダクタＬ、サイリスタＳの直列回
路を接続したもので、コンデンサＣ、はねかえり
昇圧インダクタＬ、サイリスタＳによつて振動回
路R′を構成している。

この構成によれば、交流電源ACを接続する
と、コンデンサＣが充電される。その端子電圧が
サイリスタＳのブレークオーバ電圧Ｖ_BOに達する
と、サイリスタＳはオンとなり、コンデンサＣの
電荷が放電灯FLのフイラメントｆ，f′を含む振
動回路R′に放出される。放電電流がサイリスタ
Ｓの保持電流以下になると、サイリスタＳはオフ
になると共に、コンデンサＣおよび、昇圧インダ
クタＬの等価分布容量（図示せず）の端子電圧が
逆極性に反転する。そしてＣの端子電圧と昇圧イ
ンダクタＬのインダクタとの共振特性により次第
に振幅が低下する分布容量の端子電圧との差がサ
イリスタＳのブレークオーバ電圧Ｖ_BOに達する
と、サイリスタＳは再びオンとなる。以下同様の
動作を繰り返す発振動作が振動回路R′にて開始
され、その発振電流によつて放電灯FLのフイラ
メントｆ，f′を加熱すると共にその端子間に始動
所要電圧Ｅ_stよりも高い発振出力電圧を印加す
る。そして放電灯FLのフイラメントｆ，f′が十
分加熱され、放電灯FLの始動所要電圧がＥ_stに低
下した時に、前記発振出力によつて始動され遅相
点灯する。一旦点灯すると放電灯FLの端子電圧
が電源電圧の約1/2の値の管電圧ｖ_Tに低下する
為、振動回路R′はサイリスタＳがオフ状態のま
まとなつて発振を維持することができなくなり動
作を停止し、放電灯FLは電源ACから限流チヨー
クCHを介して供給される電圧によつて点灯維持
される。

点灯中における電源電圧ｅ、管電圧ｖ_T及び管
電流ｉ_Tの波形を観測すると、第２図Ａ，Ｂ，Ｃ
のような波形である。これらの電源電圧ｅ、管電
圧ｖ_T及び管電流ｉ_Tの波形から各瞬時における抵
抗分を含まない限流チヨークCHの端子電圧ｖ_CH
と管電流ｉ_Tの積および蓄積エネルギＳを求める
と同図ＤおよびＥに示す波形になる。これらの波
形から理解できるように電源電圧ｅが管電圧ｖ_T
より高い期間（t₁〜t₂）は｛S₁＝∫^ｔ２ _ｔ１（ｅ―ｖ_T
）
ｉ_T・dt｝なるエネルギが一方的に増加して限流
チヨークCHに蓄積される。電源電圧ｅが管電圧
ｖ_Tより低下すると、蓄積エネルギは放出状態に
転ずる。エネルギを放出する期間は電源電圧ｅが
管電圧ｖ_Tより低い期間（t₂〜t₃）であつて、この
期間（t₂〜t₃）に｛S₂＝∫^ｔ３ _ｔ２（ｅ―ｖ_T）ｉ_T・dt
｝
なるエネルギが放出されることになる。限流チヨ
ークCHの大きさは第２図Ｅに示す蓄積エネルギ
Ｓの最大値に基づいて定まる。すなわち限流チヨ
ークCHは蓄積エネルギＳの最大振幅Smに耐える
ようにその容量を選定しなければならない。

この場合放電灯FLの再点弧電圧Ｅ_Rstは再点弧
時において電源電圧ｅを下廻らなければならな
い。このことは電源電圧ｅと比較して管電圧ｖ_T
のピーク値ｖ_TPを高くできないことを意味する。

実際在来の放電灯の場合管電圧ｖ_Tの実効値Ｖ_T
は電源電圧ｅの実効値Ｅの1/2程度に設定され、
したがつて限流チヨークCHの端子電圧ｖ_CTの実
効値Ｖ_CHは電源電圧ｅの実効値Ｅの1/2以上に設
定される。

本発明者は本発明に先行して、前記欠点を解消
する毎半サイクルスタート点灯方式を提供した。
第３図はこの毎半サイクルスタート点灯方式に基
づいて構成されたけい光ランプ用放電灯点灯装置
の一回路構成例を示す。

同図において、ACは交流電源であつて限定装
置の一例としての限流チヨークCHと放電灯FLの
直列回路が接続されている。前記交流電源ACの
電圧の放電灯FLの管電圧はほぼ等しく設定され
ている。前記限流チヨークCHには２次巻線Ｗ２
０が巻かれていて、この２次巻線Ｗ２０の一端が
放電灯FLのフイラメントｆの一端イに結ばれ、
他端が昇圧回路Ｒに接続されている。

前記昇圧回路ＲはサイリスタＳおよびはねかえ
り昇圧インダクタＬの直列回路とコンデンサＣを
並列接続して構成された振動回路R′に間欠発振
用コンデンサＣ１を直列接続した回路であつて、
この昇圧回路Ｒの一端は前述した２次巻線Ｗ２０
の一端に接続され、他端は放電灯FLのフイラメ
ントf′の一端ロに接続されている。

PRHは前記昇圧回路Ｒの発振出力によつて導
通駆動されて放電灯FLのフイラメントｆ，f′を
予熱する電子式フイラメント予熱回路であつて、
サイリスタＳ_Pと前記発振出力をブロツクする高
周波ブロツク用インダクタNLとの直列回路から
成り、放電灯FLの両フイラメントｆ，f′の間に
直列に接続されている。

なお、前記昇圧回路Ｒは高周波発振動作する限
りにおいては、トライアツク等のゲート付サイリ
スタを用いるもの、更にはインバータ若しくはパ
ルス発生器を用いた高圧発生回路に置換すること
もできる。

次に上記構成の動作について説明する。まず電
源ACを接続すると、限流チヨークCHを介して放
電灯FLに電源電圧ｅが印加されると共に、限流
チヨークCHの２次巻線Ｗ２０を介して昇圧回路
Ｒにも電源電圧ｅが印加される。しかし、この電
源電圧ｅは放電灯FLの管電圧にほぼ等しい低電
圧であり、放電灯FLを始動することはできな
い。昇圧回路Ｒにおいては、電源電圧ｅが間欠発
振用コンデンサＣ１を介してサイリスタＳに印加
され、このサイリスタＳをブレークオーバさせる
為に振動回路R′は第１図の回路と同様に発振動
作を開始する。この発振動作は間欠発振用コンデ
ンサＣ１がなければ継続するものであるが、間欠
発振用コンデンサＣ１がある為に電源電圧ｅの立
上り部分において各半サイクル毎に間欠的に発振
するものとなる。今、電源電圧ｅの半サイクルに
ついて考えると、上述のようにして振動回路
R′が発振動作を開始すると、間欠発振用コンデ
ンサＣ１が電源電圧ｅを相殺する方向の極性に充
電される。したがつてその端子電圧ｖ_C1が上昇し
てゆき、電源電圧ｅとの差の電圧がサイリスタＳ
のブレークオーバ電圧Ｖ_BOに満たなくなると、サ
イリスタＳがオフ状態のままとなつて、振動回路
R′は発振を停止させられる。それゆえこの半サ
イクルにおける以後の期間は間欠発振用コンデン
サＣ１の端子電圧ｖ_C1が一定値に保たれたまま
で、振動回路R′は発振停止している。しかし電
源電圧ｅが次の半サイクルに転じると、電源電圧
ｅが前の半サイクルの電圧とは逆極性の電圧にな
る為、この電圧と間欠発振用コンデンサＣ１に前
の半サイクルで充電された端子電圧ｖ_C1との和の
電圧が振動回路R′に加わり、この和電圧によつ
てサイリスタＳがブレークオーバして発振を開始
する。すなわち、間欠発振用コンデンサＣ１が接
続されていると、それが無い場合に比較して、間
欠発振用コンデンサＣ１の端子電圧ｖ_C1に相当す
る電圧分だけ電源電圧ｅの瞬時値が小さい時点、
換言すれば電源電圧ｅの半サイクルのより早い位
相でサイリスタＳがオンとなつて、振動回路
R′が発振動作を開始する。しかし発振と同時に
間欠発振用コンデンサＣ１の端子電圧ｖ_C1が極性
を急速に反転して再び電源電圧ｅを相殺する方向
に充電され、やがて振動回路R′の発振を停止さ
せる。従つて間欠発振用コンデンサＣ１の急速反
転期間のみ振動回路R′が発振を行ない、その期
間のみ電源ACから間欠発振用コンデンサＣ１を
通じて振動回路R′に電流が流れる。この動作は
以後の各半サイクルにおいても同様に行なわれ
る。

前記発振出力ｖ_Rは限流チヨークCHの１次巻線
Ｗ１０および２次巻線Ｗ２０によつてブロツクさ
れ、１次巻線Ｗ１０によりブロツクされた電圧分
が、電源電圧ｅに逆極性に重畳されて放電灯FL
とフイラメント予熱回路PRHとに印加される。
するとフイラメント予熱回路PRHにおいては、
高周波ブロツク用インダクタNLを介してサイリ
スタＳ_pに前記電圧が印加され、サイリスタＳ_pは
電圧の急変効果（即ちdv／dt効果）によつて導
通駆動される。従つて間欠発振位相の後端におい
て電源ACからの電流がフイラメントｆ、サイリ
スタＳ_p、インダクタNL、フイラメントf′を通じ
て流れ、フイラメントｆ，f′が予熱され始める。
前記サイリスタＳ_pは昇圧回路Ｒの発振出力ｖ_Rが
予熱回路PRHに印加される度毎に導通駆動さ
れ、サイリスタＳ_pが導通されている期間フイラ
メントｆ，f′に電源ACから電流が流れて予熱が
行なわれる。

かくしてフイラメントｆ，f′が充分予熱され、
放電灯FLの始動所要電圧がＥ_stに低下すると、昇
圧回路Ｒからの発振出力ｖ_Rにトリガされて放電
灯FLが始動される。放電灯FLが点灯されると、
間欠発振勢力は殆んどが導通化された放電灯FL
中に流れ、また残余の勢力は高周波ブロツク用イ
ンダクタNLにて吸収され、更にサイリスタＳ_pの
ブレークオーバ電圧Ｖ_BOを管電圧のピーク値ｖ_TP
より充分高く設定することにより、サイリスタＳ
_pは導通しなくなる。従つて点灯後は放電灯FLが
電源ACの各半サイクル毎に発振出力ｖ_Rによつて
再点弧され乍ら電源電圧ｅによつて点灯維持され
る。

尚、第３図において予熱回路PRHはフイラメ
ントトランスによる電極予熱回路と置き換えても
良いことは勿論である。

第４図は第３図の回路を用いて実験の結果観測
された各部波形においてその高周波成分を無視し
た波形を示す。この図で管電圧ｖ_Tは第４図Ｂに
示すように間欠発振期間による休止期間を持つた
矩形波となる。そのために管電圧ｖ_Tの実効値Ｖ_T
は、在来点灯方式の90〜95％程度の値を示す。放
電灯FLは各半サイクルの立上り部分において第
４図Ｄに示す発振出力ｖ_Rにより強制的に再点弧
される。すなわち各再点弧時において放電灯FL
には高圧発振出力ｖ_Rが印加されることによりイ
オンの消滅が防止されると共に、第４図Ｅに示す
ような昇圧回路Ｒに流れる間欠的な電流ｉ_C1が２
次巻線Ｗ２０を流れることにより、これに対応す
る２次巻線Ｗ２０の端子電圧は１次巻線Ｗ１０と
の結合を介して急激に高まる低周波電圧を放電灯
FLに印加し、管電流ｉ_T立上り位相は電源電圧ｅ
の変動にかかわらず一定位相を保つ。前記電流ｉ
_C1はもし管電流ｉ_Tが増大すれば管電流波形の後
端が次の半サイクルにくい込むことによつて減少
する特性があり、そのために前記急激に高まる低
周波電圧は管電流の初期値を低めに制御すること
ができる。従つて、毎半サイクルスタート点灯方
式における管電流の変動率は安定インピーダンス
の減少にかかわらず良好である。このような管電
流の安定作用につき、さらに補足的に説明する。
一般に放電灯FLは負特性を有し、管電流が増加
すれば管電圧は低下し、管電流が減少すれば管電
圧は上昇する。一方、放電灯FLに高周波出力を
付与すると、放電灯FLの管内インピーダンスは
その高周波出力に応じて変化する。例えば一定発
振電圧の高周波出力の付与時間が長くなつたり、
振幅が大きくなれば管内インピーダンスは低下
し、その逆になれば高くなる。従つて、交流電源
ACが上昇し管電流が増加しようとすると、管電
圧が低下するので、振動回路R′の間欠発振勢力
が小さくなり、管電流は増加が抑制される。又、
高流電源ACが降下し管電流が減少しようとする
と、管電圧が上昇するので、振動回路R′の発振
勢力が高まり、管内インピーダンスの低下により
管電流は逆に増加傾向となる。このような動作に
よつて管電流は安定化される。

次に電源ACから放電灯FLに流入する管電流ｉ
_Tは、第４図Ｃに示すように主として発振期間以
外の期間（t₂〜t₄）に流れている。発振期間（t₁〜
t₂），（t₄〜t₅）は電源ACから昇圧回路Ｒに電流ｉ_C
_１が流れている。この電流は限流チヨークCHの増
磁性に結合された１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２
０の双方に流れ、かつ一般に１次巻線Ｗ１０と２
次巻線Ｗ２０の巻数比によつて励磁効果を変更す
ることができる。

前記管電圧ｖ_T・管電流ｉ_T・発振出力ｖ_R・昇
圧回路Ｒへの電流ｉ_C1並びに電源電圧ｅの波形か
ら、限流チヨークCHの電圧電流積（ｖ_CH・ｉ）
および蓄積エネルギＳを算出すると同図Ｆおよび
Ｃに示す波形となる。発振期間（t₁〜t₂）に電流ｉ
_C1によつて蓄積されるエネルギの総計S₁は｛S₁＝∫^ｔ２ _ｔ１（ｅ―ｖ_R）Ki_c1・dt｝で与えられる
。
但しＫは１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２０の巻数
比による定数である。電源電圧ｅが管電圧ｖ_Tよ
り高い期間（t₂〜t₃）に蓄積されるエネルギS₂は
｛S₂＝∫^ｔ３ _ｔ２（ｅ―ｖ_T）ｉ_T・dt｝で与えられる。

逆に管電圧ｖ_Tの方が電源電圧ｅより、高い期
間（t₃〜t₄）は前記蓄積エネルギを放出し、その総
放出エネルギS₃は｛S₃＝∫^ｔ４ _ｔ３（ｅ―ｖ_T）ｉ_T・
dt｝で与えられる。この結果限流チヨークCHの
内部に蓄えられるエネルギレベルは第２図Ｇのよ
うに増減する。第４図に示す波形の場合には、S₁
＋S₂＝S₃なる関係が成立する。

次に第２図および第４図に示す波形に基づい
て、従来方式および本毎半サイクル点灯方式にお
いて限流チヨークCHに蓄えられるエネルギをそ
れぞれ計算すれば、本毎サイクル点灯方式によるＳ_１＋Ｓ_２＋Ｓ_３の最大値／従来点灯方式によるＳ_１＋Ｓ_２の最大値＜１／
４の結果が得られ、それだけ限流チヨークCHのイ
ンピーダンスを減少でき、それだけ小型化するこ
とができる。

このように、この発明の背景となる毎半サイク
ルスタート点灯方式は、多大な利点を有するが、
本毎半サイクルスタート点灯方式を現行の熱陰極
放電灯に適用しようとする場合には、さらに解決
すべき問題点を残すものである。すなわち、高圧出力発生手段が発生する高周波高電圧が
限流チヨークの１次巻線および２次巻線によつ
てブロツクされ、１次巻線によるブロツク電圧
分が低周波交流電源電圧に重畳されて放電灯に
印加されるので、放電灯に印加される高周波高
電圧が高圧出力発生手段の発生する高周波高電
圧よりも低くなる。

(2) そのため、放電灯に所定の高周波高電圧を印
加するためには、高圧出力発生手段の発生する
高周波高電圧を非常に大きくする必要があり、
したがつて高圧出力発生手段が大型，高価にな
る。

上記に起因して。低周波交流電源電圧の各
半サイクル毎に高圧出力発生手段の発生する高
周波高電圧で放電灯を再点弧することが不確実
になりやすい。このため、再点弧に失敗する
と、明るさにちらつきを生じたり、明るさが全
く不足したりして、照明装置としての用をなさ
なくなる。あるいは、電源電圧が高い場合は、
毎半サイクルスタート点灯方式による点灯モー
ドから在来点灯方式による点灯モードに移行す
ることがあり、そのような場合、限流装置のイ
ンピーダンスを在来点灯方式のそれよりも著し
く低減しているため、限流装置および放電灯に
過大電流が流れて、これを焼損または損傷する
という異常事態に陥ることがある。

現行放電灯の管電圧は商用電源電圧と一致す
るものが乏しく、ほとんどの場合相当の電位差
を認めなければならない。

２次巻線付き限流チヨークは、構造が複雑
で、その製造に際し完全自動化に関し不利とな
る。

放電灯がフイラメントを有する熱陰極放電灯
の場合は、始動に際してフイラメントを予熱す
ることが必要であるが、間欠的に高周波高電圧
を発生する高圧出力発生手段では、その入力電
流が間欠的なものであるがため、高圧出力発生
手段を単に放電灯のフイラメントの非電源側端
子間に接続しただけではフイラメント予熱電流
が不足する。したがつて、例えば第３図に示す
ように、高圧出力発生手段とは別に、電子フイ
ラメント予熱回路等を必要とし、構成が複雑か
つ高価になる。

それゆえに、この発明の主たる目的は、毎半
サイクルスタート点灯方式による熱陰極放電灯
のさらに簡易にして小型化の可能な放電灯点灯
装置を提供することである。

この発明は、要約すれば、実質的に単チヨーク
化された限流装置を含む毎サイクルスタート点灯
方式において、この毎半サイクルスタータ回路を
利用して放電灯のフイラメントを予熱するよう
に、スタータ回路を放電灯のフイラメントの２次
側（非電源側）に接続するとともに予熱電流増大
手段を設けた点灯装置である。

この発明の上述の目的およびその他の目的と特
徴は図面を参照して行なう以下の詳細な説明から
一層明らかとなろう。

第５図はこの発明の基本的な実施例としての毎
半サイクルスタート点灯方式による放電灯点灯装
置を示す回路図である。

構成において、放電灯FLは単チヨークSCHを
介して低周波交流（商用）電源ACに接続され
る。この放電灯FLには、さらに並列に、第３図
のごとくの間欠発振用コンデンサＣ１と振動回路
R′との直列回路が接続される。そして、前記放
電灯FLの管電圧は低周波交流電源電圧の1/2より
も大きく、かつ低周波交流電源電圧よりも小さく
設定されている。また、前記単チヨークSCHの
インダクタス（巻数）は、第３図の従来の毎サイ
クルスタート点灯方式に用いられるチヨークコイ
ルCHの１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２０とのほ
ぼ和の大きさになるように決められている。そし
て、特に注意すべきは、電源ACの電圧ｅは振動
回路R′の除外によつて放電灯FLが点灯維持不能
となる程度に管電圧ｖ_Tに接近させたことであ
る。これによつて変動率がさらに改善されること
は自明であろう。電源増大手段の一例としてのコ
ンデンサで、放電灯FLのフイラメントｆ，f′の
電源側端子間に接続されている。

第６図はこの動作態様を示す各部波形図であ
る。この場合には、先の第４図を参照して説明し
た、第３図の場合とほぼ同様である。すなわち、
単チヨークSCHからみると、放電灯FLと昇圧回
路Ｒとが並列に接続されるといることになる。従
つて、電源ACをオンにすると、その電圧ｅが単
チヨークSCHを介して放電灯FLと昇圧回路Ｒと
に与えられる。この電源電圧ｅによつて、振動回
路R′のスイツチ手段を構成するサイリスタＳが
ブレークオーバされ、この振動回路R′は発振動
作を開始する。そして、間欠発振用コンデンサＣ
１の作用によつて、昇圧回路Ｒからは間欠的に発
振出力ｖ_Rが導出される。この発振出力ｖ_Rは単チ
ヨークSCHが２次巻線を有しないので、単チヨ
ークSCHによつて低減されることなく、そのま
ま放電灯FLに印加される。したがつて、昇圧回
路Ｒを小型、安価にできる。また、放電灯FLの
フイラメントｆ，f′は、昇圧回路Ｒの入力電流に
よつて予熱されるとともに、コンデンサC₂―フ
イラメントｆ―間欠発振用コンデンサＣ１―サイ
リスタＳ―昇圧インダクタＬ―フイラメントf′―
コンデンサC₂の閉回路で構成される第２の昇圧
回路の発振電流によつても予熱される。したがつ
て、フイラメント予熱電流は十分大きくなる。か
くして、フイラメントｆ，f′が十分予熱され、始
動所要電圧が低下すると、前記発振出力ｖ_Rによ
つて放電灯FLが始動される。また、放電灯FLの
始動後においても、同様の理由によつて放電灯
FLを低周波交流電源の各半サイクル毎に確実に
再点弧できる。この発振出力ｖ_Rは、管電圧ｖ_Tま
たは管電流ｉ_Tの各半サイクルの休止期間の直後
毎に放電灯FLに印加される。このとき、単チヨ
ークSCHのインダクタスは、この間欠発振用コ
ンデンサＣ１のキヤパシタンスと協働して間欠発
振を持続し得る値に選ばれていることは前述の通
りである。このためには、発振期間に管電流が重
畳して単チヨークコイルSCH中に流れてはなら
ず、従つて昇圧回路Ｒの入力電流ｉ_C1は放電灯
FLの点灯に先行して存在しなければならない。
尚この回路における放電灯の管電流の安定作用は
基本的に第３図に示す回路と同様である。図にお
いて、Ｃ２は予熱電流増大用のコンデンサであつ
て、放電灯FLのフイラメントｆ，f′を含む予熱
回路に接続されている。このために、昇圧回路Ｒ
で発生した発振出力Ｖ_Rに基づく高周波電流がフ
イラメントｆ，f′を通つてコンデンサＣ２中を流
れることによつてフイラメントｆ，f′は充分に予
熱される。と同時に、発振出力Ｖ_Rに基づく高周
波電流が単チヨークコイルSCHでブロツクされ
ることなく、コンデンサＣ２に流れるために、入
力電流ｉ_C1に比し極めて大きな予熱電流が得られ
る。CPはは必要により接続される力率改善用コ
ンデンサである。

第７図はこの発明の他の実施例を示す回路図で
ある。構成において、この実施例は、以下の点を
除いて、第５図と同様である。すなわち、前記間
欠発振用コンデンサＣ１と振動回路R′との間
に、容量調整用のコンデンサＣ３が直列的に介挿
される。そして、このコンデンサＣ３に対して並
列に、調整用スイツチ手段としてのサイリスタ
SSが接続される。この構成において、交流電源
ACを接続すると、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃが
充電され始め、コンデンサＣ３の端子電圧がサイ
リスタSSのブレークオーバ電圧に達するとオン
となり、コンデンサＣ３の作用を無効化すると共
に、振動回路R′も発振動作を開始する。この
際、放電灯FLのフイラメント予熱回路の回路イ
ンピーダンスがコンデンサＣ３の短絡によつて減
少するために、低周波による予熱電流が、コンデ
ンサＣ３がある場合に比して増大する。

一方、放電灯FLの点灯状態において、昇圧回
路Ｒの入力電流ｉ_C1は電源電圧ｅが増大すると放
電灯FLの管電圧の降下に伴なつて減少し、電源
電圧ｅが減少すると放電灯FLの管電圧の上昇に
伴なつて増大する性質がある。昇圧回路Ｒの入力
電流ｉ_C1が増減するということは、容量調整用コ
ンデンサＣ３に蓄積されるエネルギ、換言すれば
その端子電圧Ｖ_C3が増減することである。従つ
て、この実施例においては、電源電圧ｅが例えば
定格の＋10％以内の場合は、放電灯FLの管電圧
が比較的高いため、コンデンサＣ３の端子電圧に
よつてサイリスタSSがオンとなり、容量調整用
コンデンサＣ３が短絡されて無効化されるので、
容量性リアクタンスは間欠発振用コンデンサのみ
によつて所定値に保たれ、かつ従つて昇圧回路Ｒ
の入力電流ｉ_C1およびこの入力電流ｉ_C1に基づく
管電流ｉ_Tの初期値、かつ従つて管電流ｉ_Tが所定
の範囲値に保持される。一方電源電圧ｅが例えば
定格の＋10％を超えると、放電灯FLの管電圧が
降下し、コンデンサＣ３の端子電圧も減少するこ
とによつてサイリスタSSがオフとなつて、間欠
発振用コンデンサＣ１に容量調整用コンデンサＣ
３が直列接続されるため、合成容量性リアクタン
スが減少し、応じて単チヨークSCHと間欠発振
用コンデンサＣ１と容量調整用コンデンサＣ３の
直列回路のインピーダンスが増大し、このため昇
圧回路Ｒの入力電流ｉ_C1が減少することによる発
振出力の低下に基づいて、管電流ｉ_Tの初期値、
かつ従つて管電流ｉ_Tの増大を抑制して所定の範
囲値に保持する。そのため、この実施例において
は、電源ACの変動率改善に寄与することとな
る。この実施例においても、前記同様にフイラメ
ントに予熱電流増大手段として、放電灯FLのフ
イラメントｆ，f′の電源端子間にコンデンサＣ２
を接続され得る。

第８図はこの発明のさらに他の実施例を示す回
路図である。この実施例も、フイラメント予熱電
流ｉ_fPが小さすぎる場合、この電流ｉ_fPを増大せ
しめるようにしたものである。すなわち、昇圧回
路Ｒと間欠発振用コンデンサＣ１との間にインダ
クタＬ２が介挿され、さらにこのインダクタＬ２
に対して並列的にコンデンサＣ４が接続される。
従つて、起動時には、昇圧回路Ｒの入力電流ｉ_C1
は間欠発振用コンデンサＣ１との直列共振リアク
タンスとの比を改善することによつて増大され、
比較的大きいフイラメント予熱電流ｉ_fPとなる。
また、点灯後の昇圧回路Ｒからの発振高電圧は、
コンデンサＣ４を介して（インダクタＬ２によつ
て阻止されることなく）、放電灯FLに印加され
る。

第９図はこの発明のさらに他の実施例を示す回
路図である。この実施例は、それぞれの振動回路
R′およびR″によつて、各フイラメントｆおよび
f′を個別的に分担させ高周波発振電流及びサイリ
スタSS′の導電時に交流電源ACにより単チヨー
クコイルSCHを介して流れる電流をフイラメン
トに流し、フイラメント加熱電流ｉ_fPを増大させ
た以外は、第５図の実施例と同様の動作である。
尚、放電灯FLのフイラメント予熱電流は振動回
路への入力電流に比べて増大させる。

第１０図はこの発明のその他の実施例を示す回
路図である。構成において、この実施例は、以下
の点に除いて、第５図と同様である。すなわち、
放電灯FLの一方のフイラメントｆの電源側にブ
ロツクインダクタBLが接続されており、前記フ
イラメントｆの非電源側には、前記ブロツクイン
ダクタBLに電磁結合され、かつブロツクインダ
クタBLのブロツク作用を相殺するための相殺巻
線BL′が接続されている。前記ブロツクインダク
タBLの他端子と他方のフイラメントf′の電源端
子との間には、コンデンサＣ２が接続されてお
り、一方非電源側の相殺巻線BL′の他端子と他方
のフイラメントf′の非電源側端子との間に、宵圧
回路Ｒが接続されている。

動作において、電源ACが接続されると、電源
電圧ｅがブロツクインダクタBLを介して放電灯
FLに印加されると同時に、ブロツクインダクタ
BLおよび巻線BL′を介して昇圧回路Ｒに印加され
る。従つて、放電灯FLに対してはブロツクイン
ダクタBLのブロツク作用があるが、一方昇圧回
路Ｒに対しては、ブロツクインダクタBLとその
ブロツク作用を相殺するための相殺巻線BL′が逆
極性に直列接続されているため、ブロツクインダ
クタBLのブロツク作用は失なわれ、零インピー
ダンスとなる。このため、昇圧回路Ｒは放電灯
FLよりも常に先行して能動化される。かくし
て、昇圧回路Ｒが能動化されると、高圧発振出力
ｖ_Rを発生して放電灯FLに印加する。同時にサイ
リスタＳの非導通時にコンデンサＣ２が充電さ
れ、サイリスタＳの導通時にその電荷が、コンデ
ンサＣ２―ブロツクインダクタBL―フイラメン
トｆ―巻線BL′―昇圧回路Ｒ―フイラメントf′―
コンデンサＣ２の経路で放電するので、フイラメ
ントｆ，f′は昇圧回路Ｒの低周波入力電流に加え
て、コンデンサＣ２の放電による高周波電流が重
畳して流れることにより、急速加熱される。この
コンデンサＣ２の放電電流に関しても、ブロツク
インダクタBLのブロツク作用は相殺巻線BL′によ
り相殺されて零インピーダンスとなることは勿論
である。

第１１図はこの発明のさらにその他の実施例を
示す回路図である。構成において、この実施例は
２個の放電灯FL１，FL２を逐次点灯させるよう
なものである。その目的で、一方の振動回路
R′を構成するサイリスタＳに、逐次起動用抵抗rs
が接続される。なお、この場合ブロツクインダク
タBLは放電灯FL₁，FL₂との間に接続されてい
る。

なお、上述の各実施例においては力率は遅れの
0.8程度であつて力率改善コンデンサGp（第５図
破線）を介挿することも可能であり、かつ高周波
重畳用のコンデンサＣ２（第５図，第１０図，第
１１図）もすべての実施例に適用できることはい
うまでもない。

以上のように、この発明によれば、限流装置を
実質的に単巻型とした毎半サイクルスタート点灯
方式であつて、フイラメント予熱を昇圧回路（高
圧発生手段）および予熱電流増大手段を利用して
行なうようにしたため、毎半サイクルスタート点
灯方式の小形化の利点を更に確実に発揮させ得
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯装置の一例を示す電
気回路図である。第２図は第１図に示す装置の各
部の電圧、電流、エネルギ変化ならびに蓄積エネ
ルギ波形図である。第３図はこの発明の背景とな
る毎半サイクルスタート点灯方式のけい光灯点灯
装置の一例を示す電気回路図である。第４図は第
３図に示す装置における要部の電圧、電流、エネ
ルギ変化ならびに蓄積エネルギ波形図である。第
５図はこの発明の基本的な実施例を示す電気回路
図である。第６図はこの実施例の動作を説明する
ための各部波形図である。第７図ないし第１１図
はそれぞれこの発明の実施例を示す電気回路図で
ある。図において、ACは低周波交流電源、SCHは単
チヨーク、FL，FL１，FL２は放電灯、ｆ，f′は
フイラメント、Ｒは昇圧回路（高圧出力発生手
段）、R′，R″は振動回路、Ｃ１は間欠発振用コン
デンサ、Ｓ，S′，SSはサイリスタ、Ｌ，L′はは
ねかえり昇圧インダクタ、Ｃ３は調整用コンデン
サ、Ｌ１は巻足し線輪、Ｌ２はインダクタ、Ｃ，
C′は発振コンデンサ、BLはブロツクインダク
タ、BL′は相殺巻線、rsは逐次起動用抵抗であ
る。

Claims

【特許請求の範囲】１低周波交流電源と、限流装置と、前記限流装置を介して前記低周波交流電源に接
続される熱陰極放電灯と、前記放電灯に並列接続されかつ少なくとも前記
放電灯の始動後における前記低周波交流電源の各
半サイクル毎の間欠的に作動して前記放電灯に再
点弧用高電圧を与える高圧出力発生手段とを有す
る放電灯点灯装置において、前記限流装置は単巻型限流装置で、かつ前記高圧出力発生手段の少なくとも一部は前記
放電灯のフイラメントの非電源側端子間に接続さ
れ、さらに前記放電灯のフイラメントを含む予熱回路にコ
ンデンサもしくはインダクタを含むフイラメント
予熱電流増大手段を設けたことを特徴とする放電
灯点灯装置。