JPS5811038Y2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は放電灯点灯装置に関するもので、特に低周波
交流電源とは別に高周波電源を有するたとえば短手サイ
クルスタート点灯方式などにおいて高周波源の出力を利
用して放電灯のフィラメントを電子的に予熱するように
した放電灯点灯装置に関するものである。

近時エネルギー危機に発して、省資源、省エネルギーが
強く叫ばれており、一つの技術的課題となっている。

本考案の実施例の背景となる短手サイクルスタート点灯
方式は、照明分野においてこの課題を解決せんとするも
のである。

すなわち、本出願人の別途提案したところによれば、短
手サイクルスタート点灯方式（後で詳述する）において
は、放電灯点灯装置の電力損失を従来の点灯方式の例え
ば１／４以下に低減し、かつ形状も重量比で１／４以下
に小型化することができる。

このように、短手サイクルスタート点灯方式は相当の利
点を有する。

この考案の実施例の背景となる短手サイクルスタート点
灯方式において限流チョークを小型化できる理由につい
て説明するため、先ず従来点灯方式の機構について説明
しよう。

すなわち、けい光ランプ用放電灯点灯装置として従来は
例えば第１図に示すような回路構成のものが使用されて
いる。

この構成は交流電源ＡＣに限流装置としての限流チョー
クＣＨを介して放電灯ＦＬを接続し、一方放電灯ＦＬに
振動回路Ｒ′を並列接続したものである。

この構成によれば電源ＡＣと接続すると同時に振動回路
Ｒ′が発振動作を開始して、その発振電流によって放電
灯ＦＬのフイラメンｌ−ｆ、ｆ’を加熱すると共にその
端子間に始動所要電圧Ｅｓｔよりも高い発振出力電圧を
印加する。

そして放電灯ＦＬのフィラメントｆ、ｆ’が十分加熱さ
れ、放電灯ＦＬの始動所要電圧がＥｓｔに低下した時に
、前記発振出力によって始動され遅相点灯する。

一旦点灯すると放電灯ＦＬの端子電圧が管電圧Ｖ丁に低
下する為、振動回路Ｒ′は発振を維持することができな
くなり動作を停止し、放電灯ＦＬは電源ＡＣから限流チ
ョークＣＨを介して供給される電圧によって点灯維持さ
れる。

点灯中における管電圧■１及び管電流ｉＴの波形を観測
すると第２図Ａ、Ｈのような波形である。

この管電圧■１、管電流ｉＴ及び電源電圧ｅの波形から
各瞬時における限流チョークＣＨのエネルギー変化を求
めると同図Ｃに示す波形になる。

この波形から理解できるように電源電圧ｅが管電圧Ｖ□
より高い期間（１１〜ｔ２）は 五 なるエネルギーが一方的に増加して限流チョークＣＨに
蓄積される。

電源電圧ｅが管電圧ＶＴより低下すると、蓄積エネルギ
ーは放出状態に転する。

エネルギーを放出する期間は電源電圧ｅが管電圧ＶＴよ
り低い期間（ｔｚ〜ｔ３）であって、この期間（ｔ２〜
ｔ３）に なるエネルギーが放出されることになる。

限流チョークＣＨの大きさは蓄積エネルギーの最大値に
基づいて定まる。

すなわち限流チョークＣＨは蓄積エネルギーＳ１の最大
振幅に耐えるようにその容量を選定しなければならない
。

基本的には放電灯ＦＬの再点弧電圧ＥＲ８ｔは再点弧時
において電源電圧ｅを下廻らなければならない。

このことは電源電圧ｅと比較して管電圧■工のピークｖ
’ｒｐを高くできないことを意味する。

実際在来の放電灯の場合管電圧ｖ１の実効値ｖＴは電源
電圧ｅの実効値Ｅの１／２程度に設定され、したがって
限流チョークＣＨの端子電圧Ｖ。

１１の実効値Ｖ。

ｌ（は電源電圧ｅの実効値Ｅの１／２以上に設定される
。

前述した限流装置の欠点は更に第３図に示す放電灯ＦＬ
の垂下特性曲線ａと限流チョークＣＨのインピーダンス
負荷線ｂ（この場合簡単のためにインピーダンスを抵抗
と仮定して抵抗負荷線として示す。

）によって説明することができる。即ち点灯中における
放電灯ＦＬの管電圧■□と管電流■、は垂下特性曲線ａ
に沿って矢印で示すように右方向に移動し、負荷線すと
の交点イで安定するものであって、この交点イの位置を
決定する負荷線すの傾き（限流チョークＣＨのインピー
ダンス）は極めて重要である。

例えば限流チョークＣＨを小型化する為にインピーダン
スを低くシ、負荷線を破線Ｃのように緩傾斜にすると、
その交点口は大幅に右方へ移動し、管電流■□が過大に
なって限流チョークＣＨは、却って大型になる。

従ってこの点からも上記構成においては限流チョークＣ
Ｈの小型化は実現できない。

本考案者は本考案に先行して、前記欠点を解消する短手
サイクルスタート点灯方式を提供した。

この短手サイクルスタート点灯方式は、簡単に言えば、
低周波交流電源電圧を放電灯の管電圧と略等しく設定し
て低周波交流電源電圧の各半サイクル毎に高周波高電圧
発生手段から間欠的に高周波高電圧を発生して放電灯を
再点弧するようにしたもので、前述のように低周波交流
電源電圧と放電灯の管電圧を略等しく設定したことによ
り、両者の差電圧を小さくし、もって前記差電圧を分担
する限流装置が小型化できるという顕著な利点を有する
。

しかしながら、上記のように高周波高電圧発生手段は、
低周波交流電源電圧の各半サイクル毎に間欠的に発振動
作するので、放電灯がけい光灯のような熱陰極放電灯の
場合に、前記高周波高電圧発生手段の入力端子で放電灯
のフィラメントを予熱しようとすると、予熱電流が不足
するという問題点がある。

前述したように本考案の実施例はこの短手サイクルスタ
ート点灯方式を利用した放電灯点灯装置において、フィ
ラメント予熱電流を十分とれ、しかも放電灯始動後の誤
動作を防止し得る装置を提供しようとするものであり、
以下この考案の実施例を第４図を参照して説明する。

第４図はこの考案の一実施例の放電灯点灯装置の電気回
路図であり、短手サイクルスタート点灯方式に基づいて
構成されたものである。

同図において、ＡＣは交流電源であって限流装置の一例
としての限流チョークＣＨと放電灯ＦＬの直列回路が接
続されている。

前記限流チョークＣＨには後述する昇圧回路の発振出力
を電源電圧に重畳するための手段である２次巻線Ｗ２０
が巻かれていて、この２次巻線Ｗ２０の一端が放電灯Ｆ
Ｌのフイラメン）ｆの一端イに結ばれ、他端が昇圧回路
Ｒに接続されている。

前記昇圧回路ＲはサイリスタＳおよびはねかえり昇圧イ
ンダクタＬの直列回路とコンデンサＣを並列接続して構
成された振動回路Ｒ′に間欠発振用コンテ゛ンサＣ１を
直列接続した回路であって、この昇圧回路Ｒの一端は前
述した２次巻線Ｗ２０の一端に接続され、他端は放電灯
ＦＬのフィラメントｆ′の一端口に接続されている。

前記昇圧回路Ｒの発振出力によって導通駆動されて放電
灯ＦＬのフィラメントｆ、ｆ’を電子的に予熱する電子
式フィラメント予熱回路ＰＲＨは、２方向性３端子サイ
リスタ（以下トライアックと称す）ＴＲと前記発振出力
をブロックする高周波ブロック用インダクタＮＬとの直
列回路から成り、放電灯ＦＬの非電源側の両フイラメン
ｌ−ｆ、ｆ’の間に直列に接続されている。

さらに、注目すべきは、放電灯ＦＬのフイラメンＩ−ｆ
、ｆ’の電源側端子間には、コンテ゛ンサＣ２とコンデ
ンサＣ３との直列回路が並列接続され、かつコンデンサ
Ｃ３には逐次動作用抵抗Ｒ１が並列接続される。

これらのコンデンサＣ２，Ｃ３および抵抗Ｒ１でいわゆ
るＣＲ分圧回路ＤＩＶを構成する。

このＣＲ分圧回路ＤＩＶは、低周波のみならず間欠発振
用コンテ゛ンサＣ１を介して間欠的に与えられる高周波
発振出力を分圧する。

この実施例の特に注目すべき特徴は、前記分圧回路ＤＩ
Ｖと前記トライアックＴＲのゲートとの間に伝達インピ
ーダンスＴＩＭを設け、これにより前記高周波発振出力
に対する前記トライアックＴＲのゲート印加電圧を相対
的に減少させたことである。

より詳細に説明すると、前記コンテ゛ンサＣ２とＣ３と
の接続点に生じる分圧電圧は前記伝達インピーダンスＴ
ＩＭを介してトライアックＴＲの端子Ｔ１とゲー）Ｇと
の間にゲート入力として与えられる。

なお、前記昇圧回路Ｒは間欠的に発振動作する限りにお
いては、ｌ・ライアツク等のゲート付すイノスタを用い
るもの、更にはインバータ若しくはパルス発生器を用い
た高圧発生回路に置換することもできる。

次に上記構成の動作について説明する。

まず電源ＡＣを接続すると、限流チョークＣＨを介して
放電灯ＦＬに電源電圧ｅが印加される。

この時もし電源電圧の分圧回路ＤＩＶによる分圧電圧が
トライアックＴＲを導通せしめ得ないよ・う′に電子予
熱回路ＰＲＨを設定するならば、限流チョークＣＨの２
次巻線Ｗ２０を介して昇圧回路Ｒに電源電圧ｅが印加さ
れる。

昇圧回路Ｒにおいては、電源電圧ｅが間欠発振用コンデ
ンサＣ１を介してサイリスタＳに印加され、このサイリ
スタＳをブレークオーバさせる為に振動回路Ｒ′が発振
動作を開始する。

この発振動作は間欠発振用コンデンサＣ１がなければ継
続するものであるが、間欠発振用コンデンサＣ１がある
為に電源電圧ｅの立上り部分において各半サイクル毎に
間欠的に発振するものとなる。

今、電源電圧ｅの半サイクルについて考えると、上述の
ようにして振動回路Ｒ′が発振動作を開始すると、間欠
発振用コンデンサＣ１が電源電圧ｅを相殺する方向の極
性に充電される。

したがってその端子電圧ＶＣＩが上昇してゆき、電源電
圧ｅとの差の電圧がサイリスタＳのブレークオーバ電圧
ＶＢＯに満たなくなると、サイリスタＳがオフ状態のま
まとなって、振動回路Ｒ′は発振を停止させられる。

それゆえこの半サイクルにおける以後の期間は間欠発振
用コンデンサＣ１の端子電圧ｖｃ工が一定値に保たれた
ままで、振動回路Ｒ′は発振停止している。

しかし電源電圧ｅが次の半サイクルに転じると、電源電
圧ｅが前の半す２イクノ〉の電圧とは逆極性の電圧にな
る為、この電圧と間欠発振用コンデンサＣ１に前の半サ
イクルで充電された端子電圧ＶＣＩとの和の電圧が振動
回路Ｒ′に加わり、この和電圧によってサイリスタＳが
ブレークオーバして発振を開始する。

このため、間欠発振用コンデンサＣ１が接続されている
と、これがない場合に比較して、間欠発振用コンテ゛ン
サＣ１の端子電圧Ｖ。

１に相当する電圧分だけ電源電圧ｅの瞬時値が小さいよ
り早い位相、すなわちその初頭部分でサイリスタＳが導
通し、振動回路Ｒ′が発振動作を開始するのである。

しかし発振と同時に間欠発振用コンテ゛ンサＣ１の端子
電圧■。

、が極性を急速に反転して再び電源電圧ｅを相殺する方
向に充電され、やがて振動回路Ｒ′の発振を停止させる
。

従って間欠発振用コンデンサＣ１の急速反転期間のみ振
動回路Ｒ′が発振を行ない、その期間のみ電源ＡＣから
間欠発振用コンデンサＣ１を通して振動回路Ｒ′に電流
が流れる。

この動作は以後の各半サイクルにおいても同様に行なわ
れる。

第５図Ａはこの状態を示す各部の電圧電流波形図であっ
て、ｅは電源電圧、ＶＣＩは間欠発振用コンデンサＣ１
の端子電圧を示したものであって、この電圧の急速反転
時のみ間欠発振用コンデンサＣ１に図示のように発振電
流ＩＣＩが流れ、またこの期間だけ昇圧回路Ｒの両端に
高周波高電圧の発振出力■、を生じる。

前記発振出力■、は限流チョークＣＨの１次巻線Ｗ１０
および２次巻線Ｗ２０によってブロックされ、１次巻線
Ｗ１０のブロック分はそのま・、また２次巻線Ｗ２０の
ブロック分は２次巻線Ｗ２０から１次巻線Ｗ１０に電磁
誘導され、電源電圧ｅに逆極性に重畳されて放電灯ＦＬ
と分圧回路ＤＩＶとに印加される。

すると分圧回路ＤＩＶのコンデンサＣ３の端子間に微小
電圧がかかりコンデンサＣ２の端子間には分圧回路ＤＩ
Ｖへの印加電圧とコンデンサＣ２の差の電圧がかかり、
トライアックＴＲに前記電圧が印加される。

そしてこのコンテ゛ンサＣ２の端子電圧は高周波を含み
かつ相当に高い値となるので伝達インピーダンスＴＩＭ
を介してトライアックＴＲのゲートをトリガする。

応じてトライアックＴＲは導通駆動される。

従って間欠発振位相の後端において電源ＡＣからの電流
がフィラメントｆ、インダクタＮＬ、トライアックＴＲ
およびフィラメントｆ′を通じて流れ、フィラメントｆ
、ｆ’が予熱され始める。

フイラメンｈ ｆ、ｆ’が充分予熱され、放電灯ＦＬの
始動所要電圧がＥｓｔに低下すると、昇圧回路Ｒからの
発振出力■８にトリガされて放電灯ＦＬが始動される。

放電灯ＦＬが点灯されると、間欠発振勢力は殆んどが導
通化された放電灯ＦＬ中に流れ吸収される。

したがって分圧回路ＤＩＶのコンテ゛ンサＣ２の端子電
圧ＶＣ２も起動時よりも低下し、トライアックＴＲのゲ
ートをトリガする電圧以下になる。

それゆえにトライアックＴＲが導通しなくなる。

このように、分圧回路ＤＩＶによりトライアックＴＲを
高周波駆動させることにより実効値の小さい低周波電源
電圧に対し、トライアックＴＲが容易に点弧され、かつ
点灯中は高周波間欠発振成分が極めて良好に平滑される
からトライアックＴＲは不点弧状態を保つ。

つまり良好な効率的な予熱回路ＰＲＨが構成されている
ことがわかる。

なお第４図の場合予熱回路ＰＲＨの高周波ブロックイン
ダクタＮＬは図のＰ点に入れ換えてもよい。

この場合、分圧回路ＤＩＶのコンデンサＣ２の端子電圧
の高周波成分はインダクタＮＬによって若干ブロックさ
れるが、高周波発振電圧が十分高ければＩ・ライアツク
ＴＲの高周波点弧が達成される。

以上のようにして、起動時にフィラメントｆ。

ｆ′が電子的に予熱され、一旦点灯すると、その後はフ
イラメン）ｆ、ｆ’の予熱が停止した状態で放電灯ＦＬ
が電源ＡＣの各半サイクル毎に発振出力■８によって始
動され乍ら電源電圧ｅによって点灯維持される（第５図
Ｂ参照）。

点灯中において、管電圧■１は第６図Ａに示すように間
欠発振期間による休止期間を持った矩形波となる。

そのため管電圧Ｖ。の実効値■。は、在来点灯方式の９
０〜９５％程度の値を示す。

放電灯ＦＬは各半サイクルの立上り部分において発振出
力■、により強制的に再点弧される。

すなわち各再点弧時において放電灯ＦＬには高圧発振出
力■、が印加されることによりイオンの消滅が防止され
ると共に、昇圧回路Ｒに流れる間欠的な電流ＩＣＩが２
次巻線Ｗ２０を流れることにより、これに対応する２次
巻線Ｗ２０の端子電圧は１次巻線ＷＩＯとの結合を介し
て急激に高まる低周波電圧を放電灯ＦＬに印加する。

管電流１１の立上り位相は電源電圧ｅの変動にかかわら
ず一定位相を保ち、そのために短手サイクルスタート点
灯方式における管電流の変動率は安定インピーダンスの
減少にかかわらず良好である。

この場合放電灯ＦＬはグロー放電による再点弧電圧ＥＲ
ｓｔを伴わず、再点弧すると直ちにアーク放電に移行す
る。

−力先に述べた従来の点灯方式においては、放電灯ＦＬ
は電源電圧ｅによって再点弧する為に、再点弧電圧ＥＲ
８ｔに伴ってグロー放電を生じ、その後アーク放電に移
行する。

従って管電圧■。

は第２図Ａに示すように立上がり時大きなスパイク電圧
ｖＴＰを生じ、以後漸減する波形を呈す。

次に電源ＡＣから放電灯ＦＬに入する管電流ｉＴは第６
図Ｂに示すように主として発振期間以外の期間（ｔ２〜
ｔ４）に流れている。

発振期間（ｔ１〜ｔ２）、（ｔ４〜ｔｓ）は、ごくわず
かの管電流ｉ工が流れかつ電源ＡＣから昇圧回路Ｒに電
流ＩＣＩが流れている。

同図Ｃはこの電流ｉ。１の２倍の電流波形を示している
。

２倍にする理由は、前記電流ｉｃ１が限流チョークＣＨ
の増磁性に結合された１次巻線ＷＩＯと２次巻線Ｗ２０
の双方に流れかつ一般に１次巻線ＷＩＯと２次巻線Ｗ２
０の巻数が等しい結果、恰も１次巻線ＷＩＯに２倍の電
流が流れたのと同一の効果を生じることによる。

前記管電圧Ｖ１、管電流ｊＴ、昇圧回路Ｒへの電流ｔｃ
ｔ並びに電源電圧ｅの波形から限流チョークＣＨのエネ
ルギー変化を算出すると同図り、Ｅに示す波形となる。

図りは発振出力■Ｒによって限流チョークＣＨに蓄積さ
れるエネルギーを示す。

このエネルギーの総計Ｓ１は で与えられる。

図Ｅは電源電圧ｅによって点灯が維持されている期間に
限流チョークＣＨに蓄積及び限流チョークＣＨから放出
するエネルギーを示す。

電源電圧ｅが管電圧■、より高い期間（ｔｚ〜ｔ３）は
エネルギーが蓄積され、その総エネルギで与えられる。

逆に管電圧■。のほうが電源電圧ｅより、高い期間（ｔ
ａ〜ｔ４）は前記蓄積エネルギーを放出し、その総放出
エネルギーＳ３は で与えられる。

ただし、これは第６図に示す波形の場合についてである
。

すなわち一般的に云えばＳｌはエネルギーを蓄積するも
のであるから、Ｓ２．Ｓ３共に放出側に廻ったとしても
放電が維持される。

そのような場合管電圧■Ｔは明らかに電源電圧ｅを土礫
る。

ともあれ、第６図に示す波形の場合には、Ｓｔ＋５２＝
Ｓ３なる関係が成立する。

何故なら本構成においては各半サイクル毎に発振出力■
、によって強制的に再点弧させられるから、先に述べた
従来の点灯方式のように前のサイクルで蓄積されたエネ
ルギーを次のサイクルに持ち越すことが点灯維持の為の
必須条件とはならないからである。

次に第６図に示す波形に基づいて短手サイクルスタート
点灯方式における小型化の理由を説明すれば次の通りで
ある。

但し簡単のために間欠発振用コンテ゛ンサＣ１によるエ
ネルギーの蓄積部分を無視し、管電流ｉＴの時刻ｔ２に
おける初期値を零と仮定する。

そのような場合、管電流ｉ、は次のように算出で゛きる
。

但し、Ｌは限流チョークＣＨのインダクタンス、電源電
圧ｅ ＝Ｅｍ ｓｉｎθ、θ＝ωｔ、管電圧Ｖ□の振幅
は■Ｔｍとし、管電流ｉ。

の出現する期間をからθ π＋ψ２の期間とする。

およびψし２の場合について計算すれば第７図のように
なる。

第７図からＶｏｍとＥｍの比が小さくなるとｉ。

が激増することが知られる。例えばＶ ｒｍ／Ｅｒｎ＝
Ｊ”ｚ／２ （７）場合はｖ、、、／Ｅｍ＝１７２の
場合に比較して管電流１１の比が１／７になる。

このことは管電流１１を定格値にするために必要な限流
チョークＣＨのインダクタンスＬは１／７となるわけで
ある。

このことは限流チョークＣＨの端子電圧ＶＣＨを激減で
きることを意味し、それだけ限流チョークＣＨのインピ
ーダンスを減少でき、それだけ小型化することができる
。

またインピーダンスを小さくし得ることはインピーダン
ス負荷線（第３図参照）の傾斜を緩やかにしてもさしつ
かえないことを意味し、このことは放電灯ＦＬの垂下特
性曲線との交点が第３図に示す程大きく右に移動しない
ことを意味する。

即ち、短手サイクルスタート点灯方式の場合は放電灯Ｆ
Ｌの垂下特性曲線が略水平或いは正傾斜しており、且つ
略直線であることを意味する。

この点灯方式の最大の利点は上記のように限流チョーク
ＣＨの端子電圧■。

Ｈすなわち蓄積エネルギーを１／１０程度にも減少せし
め得ることになる。

これによって電力損失も１／１０程度迄に減少すること
が期待出来、回路系の総合効率も約２５％の向上を期待
することができる。

更にこのような点灯方式によれば電源電圧ｅと管電流ｉ
Ｔの位相差が従来点灯方式よりも小さいので、力率改善
コンデンサは不要となり或いは極端に小容量とすること
が可能である。

また、第１図の従来装置のように電源電圧によって放電
灯ＦＬを再点弧するものに比し、昇圧回路Ｒの高圧発振
出力で強制的に放電灯ＦＬを再点弧するので、比較的電
源電圧の変動による光束変動が小さい。

以上の詳細な説明から、短手サイクルスタート点灯方式
は従来点灯方式に比べてきわめて優れていることが理解
されよう。

以上の作用効果は、従来の短手サイクルスタート点灯方
式の放電灯点灯装置と同様である。

−加えて、既述したように、トライアックＴＲと分圧回
路ＤＩＶとを用いて放電灯ＦＬのフィラメントｆ、ｆ’
を電子的にかつ効率的に予熱することができ、さらに放
電灯の始動後は確実に予熱を停止することができるので
電力損を軽減することができる。

なお本考案は上述の実施例に示した得手サイクルスター
ト点灯方式において顕著な効果が得られるものではある
が、本考案の適用範囲は上述の得手サイクルスタート点
灯方式による実施例に止まらず高周波勢力によって分圧
回路を含む予熱回路のサイリスタを導通せしめ点灯中は
導通させないようにした全ての回路について適用される
ことは勿論である。

すなわち、従来点灯方式の放電灯点灯装置において、単
一の振動回路Ｒ′のみで始動電圧およびフィラメント予
熱電流を得ようとする場合、振動回路Ｒ′内にフィラメ
ントを直列に介挿することは知られているが、そのよう
にすると振動回路Ｒ′のＱが低下し、発振出力電圧が低
下する。

そのため、所定の始動電圧を得るためには、振動回路Ｒ
′の各構成部品が大型化し、振動回路Ｒ′が高価になる
。

そこで、始動電圧発生用の振動回路と、フィラメント予
熱用の振動回路を別個に設ける方が有利な場合がある。

そのような場合、始動電圧発生用の振動回路は、発振出
力電圧のピーク値が重要であり、半サイクルの全期間に
わたって発振させる必要はなく、電力損を可及的に小さ
くするためにも、間欠的に発振動作させることが望まし
い。

したがって、このような用途に対しても本考案を有効に
適用することができる。

この考案によれば上述した効果を奏する放電灯装置が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯装置の一例を示す電気回路図
である。 第２図は第１図に示す装置の各部の電圧、電流ならびに
エネルギー波形図である。 第３図は第１図に示す装置における放電灯の垂下特性図
である。 第４図はこの考案の一実施例の得手サイクルスタート点
灯方式を用いた螢光灯点灯装置の電気回路図である。 第５図は第４図に示す装置の各部の電圧および電流波形
図を示す。 第６図は第４図に示す装置における要部の電圧、電流お
よびエネルギー波形図である。 第７図は管電流の流れる期間と管電流との関係を示す。 図において、ＡＣは交流電源、ＣＨは限流装置（限流チ
ョーク）、ＦＬは放電灯、Ｒは昇圧回路、Ｒ′は振動回
路、ＤＩＶは分圧回路、ＰＲＨは予熱回路、ＴＲはスイ
ッチング素子（トライアック）を示す。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 低周波交流電源と、 限流装置と、 前記限流装置を介して前記低周波交流電源電圧が与えら
   れる熱陰極形放電灯と、 前記放電灯に並列接続され、前記低周波交流電源によっ
   て付勢されて放電灯に高周波高圧出力を印加する放電灯
   点弧用高周波出力発生手段と、少なくとも前記放電灯点
   弧用高周波出力発生手段からの高周波出力を分圧する手
   段と、 前記放電灯のフィラメントの非電源側に接続され、かつ
   前記分圧手段の分圧出力がそのゲート端子に与えられる
   ゲート端子付きスイッチング素子とを備え、 前記スイッチング素子が放電灯の始動時に点弧されて放
   電灯のフィラメントを予熱し、放電灯の点灯により消弧
   されるように前記分圧手段の分圧出力を設定した放電灯
   点灯装置。