JPS5818237Y2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は放電灯点灯装置に関し、特に例えば毎半サイ
クルスタート点灯装置において共振チョークを可飽和リ
アクトルにして電源電圧に応答する直流電流により付勢
して管電流を制御することによって、電源電圧が変動し
ても管電流を一定に保って放電灯を毎半サイクルスター
ト点灯方式によって点灯維持するような放電灯点灯装置
に関する。

近時エネルギー危機に発して、省資源、省エネルギーが
強く叫ばれており、一つの技術的命題となっている。

本考案の背景となる毎半サイクルスタート点灯方式は、
照明分野においてこの命題を解決せんとするものである
。

すなわち、本件出願人の別途提案したところによれば、
毎半サイクルスタート点灯方式（後で詳述する）におい
ては。

放電灯点灯装置の電力損失を従来わ点灯方式の例えば１
／４以下に低減し、かつ形状も重量比で１／６以下に小
型化することができる。

この考案の背景となる毎半サイクルスタート点灯方式に
おいて限流チョークを小型化できろとともに、電源電圧
の変動による影響が比較的小さい理由について説明する
ため、先ず従来点灯方式の構成について説明しよう。

すなわち、けい光ランプ用放電灯点灯装置として従来は
２例えば第１図に示すような回路構成のものが使用され
ている。

この構成は、交流電源ＡＣ［限流装置としての限流チョ
ークＣＨを介して放電灯ＦＬを接続し、一方散電灯ＦＬ
に振動回路Ｒ’ を並列接続したものである。

この構成によれば、電源ＡＣを接続すると同時に振動回
路Ｒ′が発振動作を開始して、その発振電流によって放
電灯ＦＬのフィラメントｆ、ｆ’ を加熱すると共にそ
の端子間に始動所要電圧Ｅｓｔ よりも高い発振出力電
圧を印加する。

そして放電灯ＦＬのフイラメンｌ’ｆｊｆ’が十分加熱
され、放電灯ＦＬの始動所要電圧がＥｓｔ に低下した
時に、前記発振出力によって始動され遅相点灯する。

一旦点灯すると、放電灯ＦＬの端子電圧が電源電圧の約
１／２の管電圧ＶＴに低下する為、振動回路Ｒ′は発振
を維持することができなくなり動作を停止し、放電灯Ｆ
Ｌは電源ＡＣから限流チョークＣＨを介して供給される
電圧によって点灯維持される。

点灯中における電源電圧ｅ、管電圧ＶＴ及び管電流ＩＴ
の波形を観測すると、第２図Ａ、Ｂ、Ｃのような波形で
ある。

これらの電源電圧ｅ、管電圧Ｖ 及び管電流ＩＴの波形
から各瞬時における抵抗弁を含まない限流チョークＣＨ
の端子電圧ｖｏＨと管電流ｉＴの積おキび蓄積エネルギ
Ｓを求めると同図りおよびＥに示す波形になる。

これらの波形から理解できるように電源電圧ｅ ｆ）％
管電圧ＶＴより高い期間（ｔ１〜ｔ２）は（ｓ１＝Ｊ’
ｔ、”（ｅｖＴ）・１Ｔｄｔ）なるエネルギが一方的に
増加して限流チョークＣＨに蓄積される。

電源電圧ｅが管電圧ＶＴより低下すると、蓄積エネルギ
は放出状態に転する。

エネルギを放出する期間は、電源電圧ｅが管電圧ＶＴよ
り低い期間（１−１）であって、この期間（１−１）に
）Ｓ＝Ｊ’ｔ３２ ３ ２ ２ （ｅ−ｖＴ）ｉＴｄｔ’ｒなるエネルギが放出されるこ
とになる。

限流チョークＣＨの大きさは第２図Ｅに示す蓄積エネル
ギＳの最大値に基づいて定まる。

すなわち限流チョークＣＨは蓄積エネルギＳの最大振幅
Ｓｍに耐えるようにその容量を選定しなげればならない
。

この場合放電灯ＦＬの再点弧電圧Ｅ は再ｓｔ 点弧時において電源電圧ｅを下廻らなければならない。

このことは電源電圧ｅと比較して管電圧ＶＴのピーク値
ｖＴＰ を高くできないことを意味する。

実際在来の放電灯の場合、管電圧Ｖ、の実効値■１は電
源電圧ｅの実効値Ｅの１／２程度に設定され、したがっ
て限流チョークＣＨの端子電圧Ｖ の実効値■。

Ｈは電源電圧ｅの実効値ＥのＨ １／２以上に設定される。

本件出願人は本考案に先行して、前記欠点を解消する毎
半サイクルスタート点灯方式を提供した。

前述したように１本考案はとの毎半サイクルスタート点
灯方式を利用した放電灯点灯装置において、電源電圧の
変動にかかわらず管電流あるいは管電力を一定に保って
、電源電圧の変動による点灯装置の信頼性への悪影響を
防止し得るものを提供しようとするものであるから、以
下にこの考案の背景となる毎半サイクルスタート点灯方
式の動作並びに特徴を説明する。

第３図はこの毎半サイクルスタート点灯方式に基づいて
構成されたげい光ランプ用放電灯点灯装置の一回路構成
例を示す。

同図において、ＡＣは交流電源であって限流装置の一例
としての限流チョークＣＨと放電灯ＦＬの直列回路が接
続されている。

前記限流チョークＣＨＫは、後述する高周波高圧発生手
段の一例として示す昇圧回路の発振出力を電源電圧に重
畳するための手段である２次巻線Ｗ２０が巻かれていて
、この２次巻線Ｗ２０の一端が放電灯ＦＬのフィラメン
トｆの一端イに結ばれ、他端が昇圧回路Ｒに接続されて
いる。

前記昇圧回路ＲはサイリスタＳおよびはねかえり昇圧イ
ンタフタＬの直列回路とコンデンサＣを並列接続して構
成された振動回路Ｒ′ に間欠発振用コンデンサＣ１を
直列接続した回路であって、この昇圧回路Ｒの一端は前
述した２次巻線Ｗ２０の一端に接続され、他端は放電灯
ＦＬのフィラメントｆ′ の一端口に接続されている。

ＰＲＨは前記昇圧回路Ｒの発振出力によって導通駆動さ
れて放電灯ＦＬのサイリスタ）ｆ＞ｆ’を予熱する電子
式フィラメント予熱回路であって、サイリスタＳＰと前
記発振出力をブロックする高周波ブロック用インダクタ
ＮＬとの直列回路から成り、放電灯ＦＬの両フイラメン
）ｆ、ｆ’ の間に直列に接続されている。

なお、前記昇圧回路Ｒは高周波発振動作する限りにおい
ては、トライアック等のゲート付サイリスタを用いるも
の、更にはインバータ若しくはパルス発生器を用いた高
圧発生回路に置換することもできる。

次に上記構成の動作について説明する。

まず電源ＡＣを接続すると、限流チョークＣＨを介して
放電灯ＦＬに電源電圧ｅが印加されると共に、限流チョ
ークＣＨの２次巻線Ｗ２０を介して昇圧回路Ｒにも電源
電圧ｅが印加される。

昇圧回路Ｒにおいては、電源電圧ｅが間欠発振用コンデ
ンサＣ１を介してサイリスタＳに印加され、このサイリ
スタＳをブレークオーバさせる為に振動回路Ｒ′が発振
動作を開始する。

この発振動作は間欠発振用コンデンサＣ１がなければ継
続するものであるが１間欠発振用コンデンサＣ１がある
為に電源電圧ｅの立上り部分において各半サイクル毎に
間欠的に発振するものとなる。

今、電源電圧ｅの半サイクルについて考えると、上述の
ようにして振動回路Ｒ′が発振動作を開始すると１間欠
発振用コンデンサＣ１が電源電圧ｅを相殺する方向の極
性に充電される。

したがってその端子電圧Ｖ。１が上昇してゆき、電源電
圧ｅとの差の電圧がサイリスタＳのブレークオーバ電圧
ｖＢｏに満たなくなると、サイリスタＳがオフ状態のま
まとなって。

振動回路Ｒ′は発振を停止させられる。

それゆえこの半サイクルにおける以後の期間は間欠発振
用コンデンサＣ１の端子電圧Ｖ Ｃ１が一定値に保たれ
たままで、振動回路Ｒ′は発振停止している。

しかし電源電圧ｅが次の半サイクルに転じると、電源電
圧ｅが前の半サイクルの電圧とは逆極性の電圧になる為
、この電圧と間欠発振用コンデンサＣ１に前の半サイク
ルで充電された端子電圧Ｖ。

１との和の電圧が振動回路Ｒ′ に加わり、この和電圧
によってサイリスタＳがブレークオーバして発振を開始
する。

しかし発振と同時に間欠発振用コンデンサＣ１の端子電
圧Ｖ。

１が極性を急速に反転して再び電源電圧ｅを相殺する方
向に光電され、やがて振動回路Ｒ′の発振を停止させる
。

従って間欠発振用コンデンサＣ１の急速反転期間のみ振
動回路Ｒ′が発振を行ない、その期間のみ電源ＡＣから
間欠発振用コンデンサＣ１を通じて振動回路Ｒ′ に電
流が流れる。

この動作は以後の各半サイクルにおいても同様に行なわ
れる。

第４図Ａはこの状態を示す各部の電圧電流波形図であっ
て。

ｅは電源電圧−ｖＣｌ は間欠発振用コンデンサＣ１の
端子電圧を示したものであって、この電圧の急速反転時
のみ間欠発振用コンデンサＣ１に図示のように電流ｉ。

１が流れ、またこの期間だけ昇圧回路Ｒの両端Ｆ（高周
波高電比の発振出力ＶＲを生じる。

前記発振出力ｖＲは限流チョークＣ１（０２次巻線Ｗ２
０から１次巻線ＷＩＯＫ電磁計導され、電源電圧ｅに逆
極性に重畳されて放電灯ＦＬとフィラメント予熱回路Ｐ
ＲＨとに印加される。

するとフィラメント予熱回路ＰＲＨにおいては、高周波
フロック用インダクタＮＬを介してサイリスタＳ に前
記電圧が印加され、サイリスタＳＰは電圧の急変効果（
即ちｄｖ／ｄｔ効果）によって導通駆動される。

従って間欠発振位相の後端において電源ＡＣからの電流
がフィラメントｆ−サイリスタＳＰ−インダクタＮＬ−
フィラメントｆ′ を通じて流れ、サイリスタ）ｆ、ｆ
’ が予熱され始める。

前記サイリスタＳ、は、昇圧回路Ｒの発振出力ｖＲが予
熱回路ＰＲＨに印加される毎に導通駆動され、サイリス
タＳＰが導通されている期間フィラメントｆ、ｆ’ に
電源ＡＣから電流が流れて予熱が行なわれる。

かくしてサイリスタ）ｆ、ｆ’ が充分予熱され。

放電灯ＦＬの始動所要電圧がＥｓｔ に低下すると。

昇圧回路Ｒからの発振出力ｖＲにトリガされて放電灯Ｆ
Ｌが始動される。

放電灯ＦＬが点灯されると１間欠発振勢力は殆んどが導
通化された放電灯ＦＬ中に流れ、また残余の勢力は高周
波ブロック用インダクタＮＬにて吸収され、更にサイリ
スタＳ のブレークオーバ電圧ｖＢｏを管電圧のピーり
値ｖＴＰより充分高く設定することにより、サイリスタ
Ｓ、は導通しなくなる。

なおサイリスクＳＰのブレークオーバ電圧が非常に高け
れば、場合によっては高周波ブロック用インダクタＮＬ
を省略することもできる。

しかしながらそのようなサイリスタは、現時点において
は一般的で無くまた高価である。

従って点灯後はフィラメントｆ。ｆ′ の予熱が停止し
た状態で放電灯ＦＬが電源ＡＣの各半サイクル毎に発振
出力ｖ８によって始動され乍ら電源電圧ｅによって点灯
維持される（第４図Ｂ参照）。

尚、第３図において予熱回路ＰＲ）ｌはフィラメントト
ランスによる電極予熱回路と置き換えても良いことは勿
論である。

第５図は第３図の回路を用いて実験の結果観測された各
部波形においてその高周波成分を無視した波形を示す。

この図で管電圧ＶＴは第５図Ｂに示すように間欠発振期
間による休止期間を持った矩形波となる。

そのために管電圧ＶＴの実効値■１は、在来点灯方式の
９０〜９５多程度の値を示す。

放電灯ＦＬは各半サイクルの立上り部分において発振出
力ＶＲにより強制的に再点弧される６すなわち各再点弧
時において放電灯ＦＬには高圧発振出力ｖＲが印加され
ることによりイオンの消滅が防止されると共に、昇圧回
路Ｒに流れる間欠的な電流ｉ。

１が２次巻線Ｗ２０を流れることにより、これに対応す
る２次巻線Ｗ２０の端子電圧は１次巻線Ｗ１０との結合
を介して急激に高まる低周波電圧を放電灯ＦＬに印加し
、管電流ＩＴの立上り位相は電源電圧ｅの変動にかかわ
らず一定位相を保つ。

前記電流ｉ。、はもし管電流が増大すれば管電流波形の
後端が次の半サイクルにくい込むことによって、減少す
る特性があり、そのために前記急激に高まる低周波電圧
は管電流の初期値を低めに制御することができる。

従って、毎半サイクルスタート点灯方式におげろ管電流
の変動率は安定インピーダンスの減少にかかわらず良好
である。

次に電源ＡＣから放電灯ＦＬに流入する管電流ＩＴは第
５図Ｃに示すように主として発振期間以外の期間（ｔ２
〜ｔ４）に流れている。

発振期間（ｔ −ｔ Ｌ（ｔ４〜ｔ５）は電源ＡＣか
ら昇圧回２ 路Ｒに電流ｉ。

□が流れている。同図りはこの電流ｉ。

、の電流波形を示している。この電流は限流チョークＣ
ＨＯ増磁性に結合された１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２
０の双方に流れ、かつ一般に１次巻線Ｗ１０と２次巻線
Ｗ２０の巻数比によって励磁効果を変更することができ
る。

前記管電圧Ｖ 管電流ｉＴ、昇圧回路ＲへのＴ・ 電流ｉ １発振出力ｖＲ並びに電源電圧ｅの波形Ｉ から、限流チョークＣＨの電圧電流積（ｖｏＨ−１）お
よび蓄積エネルギを算出すると同図ＥおよびＦに示す波
形となる。

図Ｅは発振期間において電源電圧ｅと発振出力Ｖ との
差および電流ｉ。

１ による限流チョークＣＨの電圧電流積を示す 電流
ｉ による蓄積−ネルギの総計（Ｓ＝Ｊ″Ｌ２Ｃ１１
１ （ｅ ｖ ）Ｋ ＩＣＩ・ｄｔ）で与えられる。

但しＫは１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２Ｏ０巻数比によ
る定数である。

電源電圧ｅが管電圧ＶＴより高い期間（１−１）に蓄積
されるエネルギＳ２は（Ｓ ＝、ｆ’Ｅ（ｅ ｖＴ）
ｔＴ−ｄｔ４で与えられる。

２ 逆に管電圧ｖＴのほうが電源電圧ｅより、高い期間（ｔ
３〜ｔ４）は前記蓄積エネルギを放出し。

その総放出エネルギＳ は（Ｓ＝ゴ’Ｅ（ｅ−ｖ）３
３ ３ Ｔ ｉＴ−ｄｔ）で与えられる。

この結果限流チョークＣＨの内部に蓄えられるエネルギ
レベルは第２図Ｆのように増減する。

第５図に示す波形の場合には、Ｓ工＋８２＝８３なる関
係が成立する。

次に第２図および第５図に示す波形に基づいて。

従来方式および毎半サイクルスタート点灯方式において
安定器に蓄えられるエネルギおよびインダクタンスをそ
れぞれ計算すれば。

本毎半サイクルスタート点灯方式によるＳ１十Ｓ２＋８
３の最大値く４ 従来点灯方式によるＳ０＋８２ の最大値本毎半サイク
ルスタート点灯方式によるインダクタンス〈１ 従来点灯方式によるインダクタンス の結果が得られ、それだけ限流チョークＣＨのインピー
ダンスを減少でき、それだけ小型化するととができる。

次に、電源電圧ｅが変動した場合におげろ管電流ｉ Ｔ
の変化について考えると、一般に管電圧ＶＴは電源電圧
の変動に応じて変化する。

このため１例えば電源電圧ｅが低下すると、管電圧ＶＴ
のピーク値ｖＴＰに達する位相（時点１１）が遅れる。

第１図に示すような、従来の点灯方式によれば、管電圧
ＶＴが始動所要電圧Ｅ８．にならなげれば再点弧しない
ため、管電流ＩＴも管電圧ｖＴのピーク値の位相遅れに
同期して位相が遅れ。

管電流ＩＴは電源電圧ｅの変動に追従的に変化する。

一方、第３図に示すような本件考案の背景となる毎半サ
イクルスタート点灯方式によれば、放電灯の再点弧動作
は高周波発振によって毎半サイクル行なわれ、その再点
弧位相はサイリスタの導通位相に依存し、一方、サイリ
スタの導通位相は電源電圧の変動によってはほとんど変
化しないため、管電流の変化は従来の点灯方式よりも格
段に少ないが、限流インピーダンスを激減させた状態に
おいては、影響を免れることはできない。

すなわち、第３図に示すこの考案の背景となる毎半サイ
クルスタート点灯方式の回路においては前述のとおり、
電源電圧ｅと間欠発振用コンデンサＣ１の端子電圧Ｖ。

１ との差電圧に基づいてサイリスタＳが点弧し、かつ
間欠発振用コンデンサＣ１の転極に要する期間だけ電流
ｉ。

１が流れて振動回路Ｒ′が発振動作する。

もし電源電圧ｅが増減すれば、それに応じて間欠発振用
コンデンサＣ１の端子電圧Ｖ。

１ も増減するため１発振期間は電源電圧の影響を受け
ず、したがって放電灯ＦＬの再点弧位相がほとんど変化
しないのである。

一方また、管電流ＩＴの初期値は昇圧回路Ｒの入力電流
ｉ。

１ によって決まり、入力電流ｉ。１は電源電圧の増減
に対して逆に減増する。

この理由は、振動回路Ｒ′の点弧以前の管内のグロー放
電電流が増大し、限流チョークＣＨの巻線を介して発生
する逆電圧が増大し、振動回路Ｒ′の点弧位相を若干遅
らすことによる。

従って、振動回路Ｒ′の点弧位相が全く変化しない場合
に比較して昇圧回路Ｒの入力電流ｉ。

、の増加は抑制され。応じて、管電流ＩＴの初期値の増
加が抑制され。

管電流の実効値ＩＴの増加も抑制される。

このようにして毎半サイクルスタート点灯方式の回路に
おいては電圧変動率が良好となるのであるが、限流イン
ピーダンスが激減された状態では、電源電圧ｅの変動に
よる振動回路Ｒ′の点弧位相の遅れによる管電流の減少
効果に比較して、限流インピーダンスの激減による管電
流の増大が相対的に大きくなるため、電圧変動の影響を
免れることができなくなるのである。

もし、管電流が変動すれば、光出力の変動もさることな
がら、安定器と放電灯の寿命に悪影響を与え、あるいは
それだけ安定器の小型化が阻害されることになる。

それゆえに、この考案の主たる目的は上述の問題点を解
消し得る電源電圧の変動にかかわらず管電流あるいは管
電力を可及的に一定に保って放電灯を毎サイクルスター
ト点灯方式で点灯するような放電灯点灯装置を提供する
ことである。

この考案の上述の目的およびその他の目的と特徴は図面
を参照して行なう以下の詳細な説明から一層明らかとな
ろう。

この考案を要約すれば、管電流径路に可飽和リアクトル
等のような直流電圧を印加されることによってインピー
ダンスを変化する高周波インダクタを介挿し、該高周波
インダクタのバイアス電圧を電源電圧の変動に相関して
変化させることによって、管電流（あるいは管電力）を
−走化するようにしたものである。

第６図はこの考案の基本的原理を示す電気回路図である
。

図において、この考案では、前述の第３図に示す背景と
なる回路に含まれる放電灯ＦＬの管電流径路（すなわち
ＦＬのイー口端間）に。

可飽和リアクトル等のような直流電圧の印加によってイ
ンダクタンスを変化する高周波インダクタＢＬを介挿し
、該高周波インダクタＢＬの直流印加電圧を電源ＡＣの
電圧変動に応じて可変するものである。

すなわち、構成においては、チョークコイルＣＨの一端
イと電源ＡＣ側の一端口との間に、高周波インダクタＢ
Ｌの負荷巻線ｗ２と放電灯ＦＬおよびコンデンサＣ２の
並列回路とから成る直列回路を介挿し、かつ高周波イン
ダクタＢＬの制御巻線ｗ１の両端に電源ＡＣの電圧変動
に相関して直流印加電圧を変える直流電源Ｅを接続した
点を除いては、第３図と同様である。

そのため。第３図と同一部分または対応部分は同一参照
符号を付したので、その詳細な説明は省略する。

なお、この考案は高周波インダクタＢＬのバイアス作用
によって生じるインダクタンスの変化を利用して管電流
あるいは管電力を制御するものであるから１次にこの考
案に用いられる高周波インダクタＢＬについて説明する
。

第７図はこの実施例に用いられる高周波インダクタＢＬ
の図解図である。

図において、高周波インダクタＢＬは１例えばフェライ
トコア等の材料から成るＥ型コアＣＯ１と■型コアＣＯ
２とを突き合せて磁路を形成し、該Ｅ型コアＣＯ１の中
央脚部に負荷巻線ｗ２を巻装しかつ両端脚部に制御巻線
ｗ１を巻装することによって構成される。

このようにして構成された高周波インダクタＢＬは、制
御巻線ｗ１に直流電圧を印加することによって、可飽和
リアクトルの機能をする。

制御巻線ｗ１に与える直流電流を増大するものとすれば
、結果的に管電流の実効値を増大または減少できる。

ただし、注意すべきは、高周波インダクタＢＬのインダ
クタンスが増大するにしろ減少するにしろ、その絶対値
は小さいものであるため、高周波インダクタＢＬのイン
ダクタンスをもって低周波管電流を、直接制御している
のではないことである。

この点において、本考案にいう高周波インダクタは従来
周知の可飽和リアクトルの直流バイアスによる負荷電流
制御作用とは全く別異のものである。

この理由は未だ明確ではないが。一応次のように推論さ
れる。

すなわち、毎サイクルスタート点灯方式においては、各
半サイクル毎に昇圧回路Ｒの高周波発振出力ｖＲで放電
灯ＦＬを再点弧し、放電灯ＦＬが再点弧すると低周波電
源ＡＣにより点灯維持する方式であり、かつ前述のよう
に、昇圧回路Ｒの入力電流ｉ。

１は電源電圧の増減とは逆に減増する。

この入力電流ｉ。１の減増によって管電流ＩＴの初期値
が減増する。

一方、放電灯ＦＬに直列接続された高周波インダクタＢ
Ｌのインダクタンスが増大すると、放電灯ＦＬの点弧位
相が昇圧回路Ｒ（のサイリスタＳ）の点弧位相よりも遅
れる。

このことは昇圧回路Ｒの入力電流ｉ。

１の増大を意味する。同時に高周波インダクタＢＬのイ
ンダクタンスが増大すると。

高周波電流のフロック作用は大きくなる。

このような多くの要因が複雑に作用し合って上述のよう
に変化するものと考えられる。

今制御巻線ｗ１に直流電流が流れると管電流が増大する
ようなバイアスを、管電流が増大するという理由で、こ
れを正バイアスと称する。

また反対に制御巻線ｗ１に直流電流が流れると管電流が
減少するようなバイアスを管電流が減少するという理由
で、これを負バイアスと称することにする。

第８図はこの考案の一実施例の放電灯点灯装置の電気回
路図である。

構成において、ＡＣは交流電源であって、限流チョーク
ＣＨの１次巻線Ｗ１０と放電灯ＦＬと前記高周波インダ
クタＢＬの負荷巻線ｗ２の直列回路が接続されている。

この直列回路には、限流チョークＣＨの２次巻線Ｗ２０
と昇圧回路Ｒと整流回路ＲＥの直列回路が並列接続され
る。

また、整流回路ＲＥは一般に知られているような全波ま
たは半波整流回路であって、その直流出力端が前記高周
波インダクタＢＬの制御巻線ｗ１の両端ｃ−ｄに接続さ
れる。

この制御巻線ｗ１の両端には、平滑コンデンサＣ３が並
列接続される。

また、制御巻線ｗ１は電源電圧の変動に応じて負バイア
スとなるように選ばれているものとする。

次に、第８図の動作について説明する。

前記昇圧回路Ｒの昇圧発振によって放電灯ＦＬが点灯す
る場合の動作は、前述の第３図の場合とほぼ同様である
ため、その説明を省略する。

次に、電源電圧が変動した場合について説明する。

例えば、電源ＡＣの電圧ｅが第９図Ａに示すように定格
電圧ｅＲからｅ′ に上昇した場合を想定しよう。

この場合において、もし高周波インダクタＢＬがないも
のと仮定すれば、昇圧回路Ｒの入力電流ｉ。

、は第９図Ｂに示すように定格時の１ＣＩＲから１８□
ｌに減少するにもかかわらず、限流チョークＣＨのイン
ピーダンスが激減するため。

管電流ＩＴは第９図Ｃに示すように定格時のｉＴＲから
ｉＴｌへ増加する。

しかしながら、この実施例では、減少した入力電流ｉ。

１１が昇圧回路Ｒおよび整流回路ＲＥを介して流れるた
め、該整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｅが低下する。

この整流回路ＲＥの直流電圧は高周波インダクタＢＬの
匍に巻線ｗ１を負バイアス側へ強く付勢する。

応じて、高周波インダクタＢＬの負荷巻線ｗ２のインダ
クタンスが増大方向に変化するため、負荷巻線ｗ２は放
電灯ＦＬに流入する高周波電流を制御して管電流をｉＴ
ｌ から定格時のｉＴＲに近い値に減少させる。

一方、電源電圧が下降した場合は、前述とは逆に入力電
流ｉ。

□が増加し、それによって整流回路ＲＥの直流出力電圧
Ｅが上昇する。

応じて、直流電圧Ｅによる高周波インダクタＢＬの制御
巻線ｗ１の負バイアス作用が弱くなるため、該高周波イ
ンダクタＢＬの負荷巻線ｗ２のインダクタンスが減少し
、管電流ＩＴが増加するように作用する。

このようにして、電源電圧の変動にかかわらず。

管電流の実効値■１が一定に保たれる。

また、高周波インダクタのインピーダンスを変化して管
電流を制御するので、放電灯の再点弧位相を変化する定
電力化方式に比較して制御容易であり、しかも基本的に
制御電力が著しく小さくてすむ。

第１０図はこの考案の他の実施例の放電灯点灯装置の電
気回路図である。

構成において、この実施例が第８図と異なる点は、整流
回路ＲＥを放電灯ＦＬと負荷巻線ｗ２とに直列接続し、
該直列回路を限流チョークＣＨの１次巻線Ｗ１０と２次
巻線Ｗ２０の接続点イと電源側の一端口の間に介挿した
ことである。

そして、整流回路ＲＥの直流出力を非線形素子ＮＯＬを
介して制御巻線ｗ１の両端ｃ−ｄに与え、該制御巻線ｗ
１の端子ｄと非線形素子ＮＯＬの一方端との間にコンデ
ンサＣ４が接続されろ。

この非線形素子ＮＯＬは管電流ｉの一定化する範囲を拡
げるためのものである。

また、この制御巻線ｗ１は電源電圧の変動に応じて正バ
イアスとなるように接続されているものとする。

その他の構成は第８図と同様であるため、同一部分は同
一参照符号で示し、その説明は省略する。

動作において、電源電圧ｅが上昇すると、放電灯ＦＬ、
負荷巻線ｗ２および整流回路ＲＥを介して流れる管電流
ｉ が増加しようとする。

このとき、整流回路ＲＥは交流電圧ｅの上昇電圧に相関
した相対的に高い直流出力電圧を導出し、該相対的に高
い直流電圧を非線形素子ＮＯＬを介してブロックインタ
゛クタＢＬの制御巻線ｗＩＫ与え、該制御巻線ｗ１を正
バイアス側に強く付勢する。

応じて、高周波インダクタＢＬの負荷巻線ｗ２のインダ
クタンスが増大し、管電流ＩＴを減少させるように作用
する。

一方、電源電圧が下降すると、管電流が減少しようとす
る。

このとき、整流回路ＲＥは交流電圧の低下に相関した相
対的に低い直流出力電圧を導出し、該相対的に低い直流
電圧で非線形素子ＮＯＬを介して制御巻線ｗ１を付勢し
、正バイアスを減少する。

応じて、高周波インダクタＢＬの負荷巻線Ｗ２のインダ
クタンスが減少し、管電流ｉ を増加させるように作動
する。

このようにして、電源電圧の変動にかかわらず、管電流
の実効値■。

が一定に保たれる。

第１１図はこの考案のさらに他の実施例の放電灯点灯装
置の電気回路である。

この実施例は前述の第１０図の回路において整流回路Ｒ
Ｅを管電流径路に介挿していたのに替えて、電源電流ｉ
の径路に整流回路ＲＥを介挿したものである。

また。２次巻線Ｗ２０を有するチョークコイルＣＨＫ代
えて、１次巻線Ｗ１０と２次巻線Ｗ２Ｏ０合或インダク
タンスと同様のインダクタンス（巻数）の単チョークコ
イル５Ｃ）ｌを用いたものである。

従って、その他の回路構成は第１０図と同様であるため
、同一部分は同一参照符号で示しその説明は省略する。

上述のごとく、上記各実施例によれば、電源電圧の変動
に応じて高周波インダクタの制御巻線を付勢制御してそ
の負荷巻線のインダクタンスを変化させ、それによって
管電流の初期値ＩＴあるいは実効値■。

を一定にすることができる。従って。電源電圧が変動し
ても、管電流が変動しないため、放電灯や安定器に悪影
響を与えることなく、放電灯の長寿命化が図れ、安定器
をより一層小型化することが可能となる。

なお、上記実施例においては、管電流あるいは昇圧回路
の入力電流に基づく整流回路の出力によって高周波イン
ダクタの制御巻線をバイアスしたので、高周波インダク
タの負荷巻線のインダクタンス変化割合は、管電流ある
いは昇圧回路の入力電流の変化割合によって一義的に決
まる。

そこで。別の実施例として、管電流あるいは昇圧回路の
変化割合が電子回路により増幅されてバイアス電流とし
て与えるよ５にすれば、管電流の一定化がより高感度に
遠戚できることはいうまでもない。

また、上記実施例では、電源電圧の変動による管電流の
変動を抑止する場合について説明したが、管電流は周囲
温度が変化した場合であっても変化することが知られて
いる。

本考案によれば、このような周囲温度の変化によって管
電流が変化しようとする場合であっても、その変動を防
止するように作用することは容易に理解されよう。

さらに。管電流のみならず管電力を一定化することもで
きることは明らかであろう。

以上のように、この考案によれば、電源電圧等の変動に
かかわらず管電流あるいは管電力を一定に保って、放電
灯を毎半サイクルスタート点灯方式によって点灯するよ
うな放電灯点灯装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯装置の一例を示す電気回路図
である。 第２図は第１図に示す装置の各部の電圧、電流ならびに
エネルギー波形図である。 第３図はこの考案の背景となる毎半サイクルスタート点
灯方式の螢光灯点灯装置の一例を示す電気回路図である
。 第４図は第３図に示す装置の各部の電圧および電流波形
図を示す。 第５図は第３図に示す装置における要部の電圧、電流な
らびにエネルギ波形図である。 第６図はこの考案の基本的原理を示す電気回路図である
。 第７図はこの実施例に用いられる高周波インダクタの図
解図である。 第８図はこの考案の一実施例の放電灯点灯装置の電気回
路図である。 第９図は第８図の動作を説明するための電圧４電流波形
図である。 第１０図および第１１図はこの考案の他の実施例の放電
灯点灯装置の電気回路図である。 図において、ＡＣは交流電源、ＣＨは限流チョーク（限
流装置）、ＦＬは放電灯、Ｒは昇圧回路（高周波出力発
生手段）、Ｌは昇圧インダクタ、Ｓはサイリスタ（スイ
ッチ手段）、Ｃ１は間欠発振用コンデンサ、Ｃ７Ｃ２〜
Ｃ４はコンデンサ。 ＢＬは高周波インダクタ、ｗｌは制御巻線、ｗ２は負荷
巻線、ＣＯｌ およびＣＯ２はコア、ＲＥは整流回路（
変動検出手段）を示す。

Claims (5)

【実用新案登録請求の範囲】
1. （１）低周波交流電源。 限流装置。 前記限流装置を介して前記交流電源が与えられる放電灯
   、および 前記放電灯と並列に接続され、前記交流電源によって付
   勢されて前記交流電源の各半サイクル毎に間欠的に高周
   波高圧出力を発生して前記放電灯を再点弧し、放電灯の
   再点弧後は高周波高圧出力の発生を停止する高周波出力
   発生手段を備えたものにおいて。 前記限流装置を介して前記交流電源から管電流が与えら
   れる放電灯の管電流径路に介挿される高周波インダクタ
   の負荷巻線と。 前記電源電圧または管電流の変動を検出する変動検出手
   段とを備え。 前記変動検出手段の電源電圧または管電流変動検出出力
   で前記高周波インダクタの制御巻線を付勢して負荷巻線
   のインピーダンスを変化せしめろことにより管電流を一
   定に制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. （２）前記変動検出手段は、前記高周波出力発生手段の
   電力入力径路に介挿されて電源電圧変動を検出すること
   を特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項記載の放電
   灯点灯装置。
3. （３）前記変動検出手段は、前記管電流入力径路に介挿
   されて管電流変動を検出することを特徴とする実用新案
   登録請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
4. （４）前記高周波インダクタは、可飽和リアクトルであ
   り。 前記変動検出手段は、整流回路であり、該整流回路出力
   の直流電圧で前記可飽和リアクトルを付勢制御すること
   を特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項ないし第３
   項のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
5. （５）前記高周波電圧出力発生手段は、コンデンサに対
   して昇圧インダクタとサイリスタの直列回路を並列接続
   し、間欠発振用コンデンサを直列接続して成るものであ
   ることを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項ない
   し第４項のいずれかに記載の放電灯点灯装置。