JPS60187286A - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
- Publication number
- JPS60187286A JPS60187286A JP59043076A JP4307684A JPS60187286A JP S60187286 A JPS60187286 A JP S60187286A JP 59043076 A JP59043076 A JP 59043076A JP 4307684 A JP4307684 A JP 4307684A JP S60187286 A JPS60187286 A JP S60187286A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pwm
- triangular wave
- gain
- control circuit
- wave carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はＰ Ｗ Ｍ （Ｐｖｌｓａ Ｗｉｄｅ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ ）正弦波出力電圧制御を行うインバ
ータ制御装置に関する。
ｄｕｌａｔｉｏｎ ）正弦波出力電圧制御を行うインバ
ータ制御装置に関する。
この発明のインバータ制御装置を説明するに当って、ま
ずＰＷＭ正弦波近似出力電圧形インバータ（以下ＰＷＭ
インバータと略す）の主回路について簡単゛に説明する
。
ずＰＷＭ正弦波近似出力電圧形インバータ（以下ＰＷＭ
インバータと略す）の主回路について簡単゛に説明する
。
まず、第１図けＰＷＭインバータ装置の主回路を示す図
である。図において、Ｒ，Ｓ、Ｔは３相の商用電源接続
用端子、Ｄ１１〜Ｄ１６はダイオード、Ｃは平滑用コン
デンサを示している。今ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は商
用電源を直流電源に変換するコンバータ回路を構成して
おり、コンデンサｃは変換された前記直流電圧のリップ
ルを平滑にするものである。ＴＲ＋〜ＴＲｂはトランジ
スタ等のスイッチング素子、 Ｄｉ〜Ｄ６は還流用ダイ
オードであり、これら各トランジスタＴＲ＋〜ＴＲ６及
びダイオードＤ１〜Ｄ６によって２０〜８０間に発生す
る直流電圧を所定の周波数の交流電源に変換するインノ
（−タ部が構成されている。Ｕ、Ｖ、Ｗは前記インノ（
−タ部の出力端子であり負荷として、たとえば、３相交
流モ一ドルＭが接続されている。ｌｔ＋ 、 Ｒ２は抵
抗値の等しい抵抗であり直流母線Ｐａ−Ｎｏ間出力電圧
Ｖｄを分圧している。従ってＮｏ−Ｎ間の直流電圧はｖ
ｄ／２ となる。抵抗Ｒ，、Ｒ２はＮ点の電位を得るだ
めのものであり主回路動作上特に必要ではない。
である。図において、Ｒ，Ｓ、Ｔは３相の商用電源接続
用端子、Ｄ１１〜Ｄ１６はダイオード、Ｃは平滑用コン
デンサを示している。今ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は商
用電源を直流電源に変換するコンバータ回路を構成して
おり、コンデンサｃは変換された前記直流電圧のリップ
ルを平滑にするものである。ＴＲ＋〜ＴＲｂはトランジ
スタ等のスイッチング素子、 Ｄｉ〜Ｄ６は還流用ダイ
オードであり、これら各トランジスタＴＲ＋〜ＴＲ６及
びダイオードＤ１〜Ｄ６によって２０〜８０間に発生す
る直流電圧を所定の周波数の交流電源に変換するインノ
（−タ部が構成されている。Ｕ、Ｖ、Ｗは前記インノ（
−タ部の出力端子であり負荷として、たとえば、３相交
流モ一ドルＭが接続されている。ｌｔ＋ 、 Ｒ２は抵
抗値の等しい抵抗であり直流母線Ｐａ−Ｎｏ間出力電圧
Ｖｄを分圧している。従ってＮｏ−Ｎ間の直流電圧はｖ
ｄ／２ となる。抵抗Ｒ，、Ｒ２はＮ点の電位を得るだ
めのものであり主回路動作上特に必要ではない。
次に、従来のインバータ制御装置における交流電流制御
系のブロック図（三角波キャリアＰＷＭ制御回路の１相
分）を第１図に示す。図においてｉ−はり流電流指令値
、ＫＣは増幅器ＡＰの利得、■、は３相交流モ一ドルＭ
の端子電圧、ＧｉＭ（ｊｗ）は３相交流モードルの前記
端子電圧Ｖ、に対する１次電流１１の伝達関数、Ｃ１，
、Ｃ２は他の制御回路である。
系のブロック図（三角波キャリアＰＷＭ制御回路の１相
分）を第１図に示す。図においてｉ−はり流電流指令値
、ＫＣは増幅器ＡＰの利得、■、は３相交流モ一ドルＭ
の端子電圧、ＧｉＭ（ｊｗ）は３相交流モードルの前記
端子電圧Ｖ、に対する１次電流１１の伝達関数、Ｃ１，
、Ｃ２は他の制御回路である。
引続いて第２図の交流電流制御系の動作について説明す
る。３相交流モ一ドルＭに対する電流１ｂ１」御指令と
して交流電流指令値ｉごを入力するとその交流電流指令
値ｉごは３相モ一ドルＭの１次電流ｉ、と突き合わされ
（ｉ、”−１１） となり、この電流が増幅器ＡＰによ
ってＫＣ倍に増幅され、制御回路Ｃ１及び伝達関数ＧＩ
Ｍ （ｊｖ） ？：、経て三角波キャリアＰＷＭ制御回
路の出力電流を制御する。従って電流の基本波成分の伝
達関数ＧｒＭ（ｊｖ）及び利得Ｋｃは３相交流モ一ドル
Ｍの回転速度及び負荷状態によって大きく変動する。そ
こで運転の全領域においてオフセットのない交流電流波
形制御を行うためには利得Ｋｃの値を犬とする必要があ
る。特に３相交流電圧の変動要因からの影響を避けるた
めには高速域において利得ＫｃＯ値を大きくする必要が
ある。
る。３相交流モ一ドルＭに対する電流１ｂ１」御指令と
して交流電流指令値ｉごを入力するとその交流電流指令
値ｉごは３相モ一ドルＭの１次電流ｉ、と突き合わされ
（ｉ、”−１１） となり、この電流が増幅器ＡＰによ
ってＫＣ倍に増幅され、制御回路Ｃ１及び伝達関数ＧＩ
Ｍ （ｊｖ） ？：、経て三角波キャリアＰＷＭ制御回
路の出力電流を制御する。従って電流の基本波成分の伝
達関数ＧｒＭ（ｊｖ）及び利得Ｋｃは３相交流モ一ドル
Ｍの回転速度及び負荷状態によって大きく変動する。そ
こで運転の全領域においてオフセットのない交流電流波
形制御を行うためには利得Ｋｃの値を犬とする必要があ
る。特に３相交流電圧の変動要因からの影響を避けるた
めには高速域において利得ＫｃＯ値を大きくする必要が
ある。
従来のインバータ制御装置は以上の様に構成されていた
ので利得Ｋｏを大きくするとＰＷＭキャリア周波数の高
調波電流成分も増幅されるためノイズの原因となり、３
相モードルの低速回転領域においてモードルからの騒音
やトルクリップルが大となる欠点があった。また、高調
波成分を除去するためにローパスフィルタを用いると制
御系は２次系となる為電流制御系に要求される応答周波
数及びＰＷＭ周波数との比を充分太きくしないとローパ
スフィルタの挿入は困難となり、結果としてダンピング
態化を来たし、オーバシュートや系の固有周波数に対応
する振動成分が生ずる、すなわち、電流制御を行うイン
バータ装置の素子容量を増大させ高価となる欠点があっ
た。更に、電流制御が不充分のために３相モードルのベ
クトル制御が十分行えず速度応答性能が低下するという
欠点があった。
ので利得Ｋｏを大きくするとＰＷＭキャリア周波数の高
調波電流成分も増幅されるためノイズの原因となり、３
相モードルの低速回転領域においてモードルからの騒音
やトルクリップルが大となる欠点があった。また、高調
波成分を除去するためにローパスフィルタを用いると制
御系は２次系となる為電流制御系に要求される応答周波
数及びＰＷＭ周波数との比を充分太きくしないとローパ
スフィルタの挿入は困難となり、結果としてダンピング
態化を来たし、オーバシュートや系の固有周波数に対応
する振動成分が生ずる、すなわち、電流制御を行うイン
バータ装置の素子容量を増大させ高価となる欠点があっ
た。更に、電流制御が不充分のために３相モードルのベ
クトル制御が十分行えず速度応答性能が低下するという
欠点があった。
この発明は上記のような従来のものの欠点を除去するた
めになされたもので、ＰＷＭ制御を行うインバータ装置
のモータ速度に応動してＰＷＭキャリアの振幅を変える
ことにより電流制御系の利得を可変にし、更に低速度頌
域での利得を抑えることによりモードルの鹸基及びトル
クリップルを・軽減し、かつ高速域において利得を大き
くすることにより全速鹿領域においてオフセットのない
波形制御を行うインバータ制御装置を提供することを目
的とする。
めになされたもので、ＰＷＭ制御を行うインバータ装置
のモータ速度に応動してＰＷＭキャリアの振幅を変える
ことにより電流制御系の利得を可変にし、更に低速度頌
域での利得を抑えることによりモードルの鹸基及びトル
クリップルを・軽減し、かつ高速域において利得を大き
くすることにより全速鹿領域においてオフセットのない
波形制御を行うインバータ制御装置を提供することを目
的とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
、第１図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
３図において、ＳＣは速度制御回路、ＰＷＭＣは三角波
キャリアＰＷＭ制御回路でその出力をインバータ回路Ｉ
ＮＶに与えている。
、第１図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
３図において、ＳＣは速度制御回路、ＰＷＭＣは三角波
キャリアＰＷＭ制御回路でその出力をインバータ回路Ｉ
ＮＶに与えている。
ＰＧは速度検出器である。また第４図は前記三角波キャ
リアＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣの構成を示す □図で、Ｓ
Ｋは速度制御回路、ＰＸは乗算器、ＰＷＭはＰＷＭ変ｖ
ｒＡ回路、ＴＯは三角波キャリア発生器である。
リアＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣの構成を示す □図で、Ｓ
Ｋは速度制御回路、ＰＸは乗算器、ＰＷＭはＰＷＭ変ｖ
ｒＡ回路、ＴＯは三角波キャリア発生器である。
次に本発明の動作について以下に説明する。まず、第３
図において速度制御回路ＳＣに速度指令値Ｓ１が与えら
れると前記速度制御回路ＳＣでは速度検出器ＰＧによっ
て検出された３相モ一ドルＭの回転速度値ｗ、の帰還信
号を受けその時のモータ回転速度に見合った交流電流波
形制御げを出力する。ａいて、３相モ一ドルＭの１次電
流ｉ１と前記電流指令値ｉごとの突き合せが行われ（ｒ
Ｆ−！ ＋ ）の出力信号が三角波キャリアＰＷＭ制
御回路ＰＷＭＣに与えられる。前記モータ速度値Ｗ、の
帰還信号を受けてＰＷＭ変調された出力信号はインバー
タ回路ＩＮＶに与えられ３相モードルを回転駆動する。
図において速度制御回路ＳＣに速度指令値Ｓ１が与えら
れると前記速度制御回路ＳＣでは速度検出器ＰＧによっ
て検出された３相モ一ドルＭの回転速度値ｗ、の帰還信
号を受けその時のモータ回転速度に見合った交流電流波
形制御げを出力する。ａいて、３相モ一ドルＭの１次電
流ｉ１と前記電流指令値ｉごとの突き合せが行われ（ｒ
Ｆ−！ ＋ ）の出力信号が三角波キャリアＰＷＭ制
御回路ＰＷＭＣに与えられる。前記モータ速度値Ｗ、の
帰還信号を受けてＰＷＭ変調された出力信号はインバー
タ回路ＩＮＶに与えられ３相モードルを回転駆動する。
そして、前記三角波キャリアＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣで
は第４図に示す如く、低速領域において利得Ｋｃが抑え
られ高速領域において利得Ｋｃを高くした変形垂下特性
を有する速度制御回路ＳＫに前記モータ速度値Ｗｒを帰
還する。次に前記速度制御回路ＳＫの出力信号を乗算器
ｐｘに与える一方、その乗算器ＰＸに他の入力として三
角波キャリア発生器ＴＯから三角波キャリア信号が入力
され、前記モードル速度Ｗｒに相応したｐｗＭキャリア
の伽幅変調を行い、更に後段のＰＷＭ笈調回路ＰＷＭに
て交流電流指令イＩｉげと３相交流モータの１次電流１
１との電流誤差信号（；、＊−１１）による三角波キャ
リアのパルス幅変調を行う。
は第４図に示す如く、低速領域において利得Ｋｃが抑え
られ高速領域において利得Ｋｃを高くした変形垂下特性
を有する速度制御回路ＳＫに前記モータ速度値Ｗｒを帰
還する。次に前記速度制御回路ＳＫの出力信号を乗算器
ｐｘに与える一方、その乗算器ＰＸに他の入力として三
角波キャリア発生器ＴＯから三角波キャリア信号が入力
され、前記モードル速度Ｗｒに相応したｐｗＭキャリア
の伽幅変調を行い、更に後段のＰＷＭ笈調回路ＰＷＭに
て交流電流指令イＩｉげと３相交流モータの１次電流１
１との電流誤差信号（；、＊−１１）による三角波キャ
リアのパルス幅変調を行う。
第５図は三角波キャリアＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣでの電
流誤差信号（１１＊−１１）を三角波キャリア信号でＰ
ＷＭ変調する場合の波形例で、同図（−）は電流誤差信
号（ｉｔ”−’＋ ）が比較的小さい場合の例である。
流誤差信号（１１＊−１１）を三角波キャリア信号でＰ
ＷＭ変調する場合の波形例で、同図（−）は電流誤差信
号（ｉｔ”−’＋ ）が比較的小さい場合の例である。
特にこの状態では通電時間ｔ。Ｎは小さくなっている。
また、同図（ｂ）は電流誤差信号（ｉ、” ｉｔ ）が
犬なる場合でクリッピングレベルを大きくすることで通
電時間モ。、を太としている。
犬なる場合でクリッピングレベルを大きくすることで通
電時間モ。、を太としている。
この時間の制御は（＋ ＋＊−１＋ ） ＣＸ： 上撚
で行われる。
で行われる。
また第５図（Ｃ）は三角波キャリアの振幅を小さくする
とＰＷＭ変調回路ＰＷＭＯ通流比が変化することを示し
たもので、第５図（＆） 、 （ｂ）と等測的に利得Ｋ
ｃが増大する。
とＰＷＭ変調回路ＰＷＭＯ通流比が変化することを示し
たもので、第５図（＆） 、 （ｂ）と等測的に利得Ｋ
ｃが増大する。
以上のようにこの発明によれば、利得を大きくする必要
のない低速度領域では利得を抑え、かつ高速度領域にお
いては利得を大きくすることにより全運転領域において
オフセットのない交流電流波形制御を実現したので、モ
ードル騒音及びトルクリップルを軽減したノイズ発生の
少ないインバータ制御装置を安価に提供できる効果があ
る。
のない低速度領域では利得を抑え、かつ高速度領域にお
いては利得を大きくすることにより全運転領域において
オフセットのない交流電流波形制御を実現したので、モ
ードル騒音及びトルクリップルを軽減したノイズ発生の
少ないインバータ制御装置を安価に提供できる効果があ
る。
第１図はＰＷＭインバータ装置の主回路図、第２図は従
来のＰＷＭインバータ制御装置における交流電流制御系
の１相分ブロック線図、第３図は本発明の一実施例を示
すＰＷＭインバータ制両制置装置流制御系ブロック線図
、第４図は三角波キャリアＰＷＭ制御回路の詳細ブロッ
ク線図、第５図（ａ） Ｉ （ｂ） 、 Ｃ，Ｏ）は三
角波キャリアＰＷＭ匍」御回路のＰＷＭ変調波形図であ
る。 Ｋｃ・・・利得Ｉ ＧＸＭ・・・伝達関数、Ｓｃ・・・
速度制御回路、ＰＷＭＣ・・・三角波キャリアＰＷＭ制
御回路、ＩＮＶ・・・インバータ回路、Ｍ・・・３相モ
ードル、ＳＫ・・・速度制御回路、ＰＸ・・・乗算器、
ＰＷＭ・・・ＰＷＭ変調回路、ＴＯ・・・三角波キャリ
ア発生器。 特許出願人 三菱電機株式会社 第１図 Ｏ Ｎ。 第２図 第８図 第５図 （ａ） （ｂ） 手−続 補 正 書 （自発） ６０．２．２２ 昭和 年 月 日 特許庁長官殿 １、事件の表示 ｆ、？願昭 ５９−４３０７６号２、
発明の名称 インバータ制御装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ１°Ｉｊ（ ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 明細書第２頁第７行目ｒ ＰｖｌｓｅＷｉｄｅ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ Ｊとあるのをｒ ＰｕｌｓｅＷｉｄｔ
ｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｊと補正する。 以上
来のＰＷＭインバータ制御装置における交流電流制御系
の１相分ブロック線図、第３図は本発明の一実施例を示
すＰＷＭインバータ制両制置装置流制御系ブロック線図
、第４図は三角波キャリアＰＷＭ制御回路の詳細ブロッ
ク線図、第５図（ａ） Ｉ （ｂ） 、 Ｃ，Ｏ）は三
角波キャリアＰＷＭ匍」御回路のＰＷＭ変調波形図であ
る。 Ｋｃ・・・利得Ｉ ＧＸＭ・・・伝達関数、Ｓｃ・・・
速度制御回路、ＰＷＭＣ・・・三角波キャリアＰＷＭ制
御回路、ＩＮＶ・・・インバータ回路、Ｍ・・・３相モ
ードル、ＳＫ・・・速度制御回路、ＰＸ・・・乗算器、
ＰＷＭ・・・ＰＷＭ変調回路、ＴＯ・・・三角波キャリ
ア発生器。 特許出願人 三菱電機株式会社 第１図 Ｏ Ｎ。 第２図 第８図 第５図 （ａ） （ｂ） 手−続 補 正 書 （自発） ６０．２．２２ 昭和 年 月 日 特許庁長官殿 １、事件の表示 ｆ、？願昭 ５９−４３０７６号２、
発明の名称 インバータ制御装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ１°Ｉｊ（ ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 明細書第２頁第７行目ｒ ＰｖｌｓｅＷｉｄｅ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ Ｊとあるのをｒ ＰｕｌｓｅＷｉｄｔ
ｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｊと補正する。 以上
Claims (2)
- （１）３相交流モータの速度指令信号と、該モータの１
次電流帰還信号との電流誤差信号を入力信号とする三角
波キャリアＰＷＭ制御回路と、前記３相交流モータを駆
動し三角波キャリアＰＷＭ制御回路の出力信号により制
御されるインバータ回路と、前記三角波キャリアＰＷＭ
制御回路の構成要素として前記３相交流モータの低速域
においては利得を小さく抑え、高速域においては利得を
大とする速度・利得特性を有する速度制御回路と、前記
速度制御回路の出力信号によって三角波キャリア発生器
から出力された三角波キャリア信号に振幅変調を施す乗
算器と、前記乗算器の出力信号をパルス幅変調するＰＷ
Ｍ変調回路とを備えたインバータ制御装置。 - （２）前記三角波キャリアＰＷＭ制御回路の構成要素と
して前記電流誤差信号を受け三角波キャリアのクリッピ
ングレベルを可変にして三角波キャリアのＰＷＭ変調を
行うＰＷＭ変調回路を備えたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59043076A JPS60187286A (ja) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | インバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59043076A JPS60187286A (ja) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | インバ−タ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60187286A true JPS60187286A (ja) | 1985-09-24 |
Family
ID=12653752
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59043076A Pending JPS60187286A (ja) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60187286A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63178790A (ja) * | 1987-01-14 | 1988-07-22 | Fuji Electric Co Ltd | パルス幅変調制御インバ−タの制御方法 |
-
1984
- 1984-03-07 JP JP59043076A patent/JPS60187286A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63178790A (ja) * | 1987-01-14 | 1988-07-22 | Fuji Electric Co Ltd | パルス幅変調制御インバ−タの制御方法 |
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