JPS6016105Y2 - 可変利得制御回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は入力信号のレベルおよび周波数の値によって
出力信号の利得が可変でき、特にノイズリダクション装
置に適用される可変利得制御回路に関する。

第１図は従来、可変利得制御回路として用いられている
可変低域通過フィルタ回路を概略的に示す構成図である
。

１は入力信号源でこの入力信号源１から出力する入力信
号νＩは、バイアス電圧源２で発生するバイアス電圧Ｅ
に重畳されて正相増幅器３に供給される。

この正相増幅器３は初段の入力ｎｐｎ）ランジスタ４等
から構成されている。

そしてこのｎｐｎトランジスタ４のエミッタには可変抵
抗５が接続されていて、さらにこの可変抵抗５の他端と
接地電位間にはコンデンサ６が接続されている。

上記可変抵抗５は、例えば複数個のダイオードが直列接
続されているものである。

そしてこのダイオードに流れる電流を制御することによ
り、総合的なインピーダンスが変化することを利用した
ものである。

なお第１図中７は上記正相増幅器３の出力インピーダン
スを表わしている。

第２図は上記可変低域通過フィルタ回路を詳細に示す構
成図である。

１０は上記第１図中のｎｐｎトランジスタ４に対応する
トランジスタである。

このｎｐｎ）ランジスタ１０のコレクタと電源Ｖｃｃと
の間にはｎｐｎ ）ランジスタ１１が直列に接続される
。

このｎｐｎ トランジスタ１１はベースとコレクタ間が
接続され、電流変換器として作用する。

さらに上記ｎｐｎ）ランジスタ１０のエミッタには、ア
ノードがエミッタに対向するように（ｎ −１）個のダ
イオード１２□、１２゜・・・１２ｎ−１が直列に接続
される。

この（ｎ−１）個のダイオードの最先端のダイオード１
２ｎ−□はｎｐｎ トランジスタ１３のコレクタに接続
される。

さらにこのｎｐｎトランジスタ１３のエミッタと接地電
位との間には抵抗１４が接続される。

一方電源Ｖｃｃと上記ｎｐｎ トランジスタ１３のコレ
クタとの間には、ｐｎｐトランジスタ１５のエミッタ・
コレクタ間及びｎ個のダイオード１６□〜１６．が直列
に接続される。

この場合、ダイオード１６１〜１６ｎはトランジスタ１
５の接続側が全てアノード側となるように設けられる。

さらに上記ｐｎｐトランジスタ１５のベースは前記ｐｎ
ｐ）ランジスタ１１のベースに接続される。

すなわちこのｐｎｐトランジスタ１５と前記ｐｎｐトラ
ンジスタ１１は１：１の電流変換器として作用し、さら
に前記ｎｐｎトランジスタ１０と共に入力信号力に対し
て正相の増幅器として作用する。

そして上記ｎ個のダイオード１６□〜１６ｎおよび前記
（ｎ−１）個のダイオード１２１〜１２ｎと前記ｎｐｎ
トランジスタ１０のベースエミッタ接合部は、前記第
１図に示す回路の可変抵抗５に対応しており、上記ｎｐ
ｎ）ランジスタ１３のベースに供給する制御電圧Ｖｃの
値によってその抵抗値が決定されるものである。

さらに上記ｐｎｐ ｔ’ランジスタ１５のコレクタと接
地電位との間にはコンデンサ１７が接続される。

このコンデンサ１７は第１図に示す回路のコンデンサ６
に対応している。

そして上記ｐｎｐトランジスタ１５のコレクタからは出
力信号ν。

が出力される。

上記のように接続された回路において、ダイオード群か
らなる可変抵抗の値をＲ１コンデンサ１７の値をＣとし
て、ｎｐｎトランジスタ１０のベースに入力信号ν１を
供給したときｐｎｐトランジスタ１５のコレクタから出
力される出力信号ν。

は次のような関係式で示される。

ν一−ヨーν、 （ｒｏ＞Ｒ／Ｚｃ） °１＋ＪωＣＲ ただしω＝２？ｒｆ、ｆは入力信号■１の周波数、ｒｏ
は正相増幅器の出力インピーダンス？、 Ｚ。

はコンデンサ１７のインピーダンスである。すなわち上
記関係式によれば、第１図あるいは第２図に示す回路は
負帰還がかけられた可変低域通過フィルタであることが
わかる。

ここで入力信号ν、を与えておいて、制御信号Ｖ。

の値を変化させる。

先ず、上記制御信号■。の値が比較的小さな場合、前記
ｎｐｎトランジスタ１０のペースエミッタ接合部、ダイ
オード１２１〜１２ｎ−１、ダイオード１６．〜１６ｎ
に流れる電流も比較的に少ないので、前記関係式におけ
る抵抗値Ｒは大きなものとなる。

したがって前記関係式から、このときのカットオフ周波
数は低いものとなる。

第３図に示す波形ａは上記した制御信号■。

の値が比較的小さいときの出力信号ν。

の周波数−出力信号レベル特性曲線である。

次に制御信号ＶＣの値を徐々に太きして行くと上記抵抗
値Ｒは小さくなっていく。

この結果出力信号ν。の周波数−出力信号レベル特性曲
線は第３図の波形ｂ〜波形ｅに示すようにカットオフ周
波数が高くなっていくように平行移動して行く。

ところで上記のような特性を有する可変低域通過フィル
タは、例えばテープレコーダ等に用いられる可変利得制
御特性を応用したノイズリダクション装置に利用するこ
とができる。

しかしこの可変低域通過フィルタでは入力信号νＩの高
域側周波数のみをしゃ断するような利得特性しか有して
いない。

この考案は上記の事情を考慮してなされたもので、その
目的は制御信号のレベルを変えることによって種々の利
得特性を得ることができる可変利得制御回路を提供する
ことにある。

以下図面を参照してこの考案の一実施例を説明する。

第４図はこの考案の可変利得制御回路の一実施例を概略
的に示す構成国である。

第４図に示す回路において前記第１図に示す回路と異な
る点は、正相増幅器３の出力端と、可変抵抗５とコンデ
ンサ６との接続点との間に帰還用の抵抗８が接続された
ことである。

またその詳細な構成は第５図に示すように、正相増幅器
３の出力端であるｐｎｐ トランジスタ１５のコレクタ
と、ダイオード１６１とコンデンサ１７との直列接続点
との間に上記抵抗８に相当する抵抗１８が挿入されたも
のとなっている。

このような構成において、可変抵抗５の値をＲコンデン
サ６の値をＣとすれば入力信号ν１と出力信号ν。

′との間には次のような関係式が成立する。

１＋ｊωＣＲ νｏ’ １＋ Ｊ（Ｅ）ＣＲ” （ｒＯ＞Ｒｔ ＋Ｒ／
Ｚｃ）ただしＲ□は上記帰還用の抵抗８（抵抗１８）
の値である。

すなわち上記関係式によれば、第４図あるいは第５図に
示す回路は帯域通過型の伝達関数を有している。

そして上記の回路に入力信号ν１を印加した場合の周波
数−出力信号レベル特性は第６図に示すものとなる。

すなわち制御信号Ｖｃのレベルが比較的小さなレベルで
可変抵抗５の抵抗値Ｒが大きい場合にはＲ１／Ｒ岬０と
なり、そのときの周波数−出力レベル特性は第６図の波
形ａ′に示すようなものとなる。

すなわち入力信号周波数の高い領域ではその出力信号レ
ベルがＲ１／Ｒでおさえられる以外は第３図の波形ａと
ほとんどかわりはない。

すなわちこの場合は入力信号νｆの高域側周波数がしゃ
断されるような低域通過型の利得特性が得られる。

次に制御信号Ｖｃのレベルを徐々に大きくしていき、可
変抵抗５の抵抗値Ｒを抵抗８の抵抗値Ｒ１と等しくする
。

そのときの利得特性は第６図の波形Ｃ′のようにカット
オフ周波数１／ＲＣの低域通過型とカットオフ周波数ｌ
／ＲＩＣの高域通過型とが同時に得られる帯域阻止型の
特性となる。

さらに制御信号Ｖｃのレベルを太きしていきＲ＜Ｒ、と
なると、第６図の波形ｄ′あるいはｅ′に示すように出
力信号ν。

′の高域側周波数が持ち上げられたような高域通過型の
利得特性となる。

すなわちこの実施例回路において制御信号Ｖｃのレベル
を変化させることによって、低域通過型、高域通過型お
よび帯域阻止型の各種利得特性を得ることができる。

第７図はこの考案の応用例を概略的に示す構成図である
。

第７図に示す回路は上記第４図に示す回路と前記第１図
に示す回路を複合化したものである。

また第８図は上記第７図に示す回路を詳細に示た構成図
で、この回路が前記第２図に示す従来の回路と異なると
ころは、電源Ｖｃｃにエミッタが接続されるｐｎｐ ト
ランジスタ１９、このｐｎｐ ）’ランジスタ１９のコ
レクタにコレクタが接続されるｎｐｎ トランジスタ２
０、このｎｐｎ）ランジスタ２０のエミッタと接地電位
間に接続される抵抗２１および上記ｐｎｐトランジスタ
１９のコレクタと前記ｐｎｐトランジスタ１５のコレク
タ間に接続される抵抗２２が新たに設けられる点である
。

なお前記ｎｐｎ ）ランジスタ１０のベースと前記ｐｎ
ｐトランジスタ１５のコレクタ間には利得抑制用のコン
デンサ２３が設けられる。

さらにこのコンデンサ２３と並列に抵抗２４、上記抵抗
２２と並列にコンデンサ２５が設けられる。

この抵抗２４およびコンデンサ２５は共に発振防止用で
ある。

さらに上記ｐＤｐ）ランジスタ１９のベースは前記ｐｎ
ｐトランジスタ１１のベースに接続される。

すなわち前記ｎｐｎトランジスタ１０、ｐｎｐトランジ
スタ１１およびｐｎｐｔ”ランジスタ１５で第１図の増
幅器が構成され、ｎｐｎトランジスタ１０、ｐｎｐｌ’
ランジスタ１１およびｐｎｐ Ｉ’ランジスタ１９で第
２の増幅器が構成される。

さらに前記抵抗１４の抵抗値と上記抵抗２１の抵抗値は
１：２に設定される。

すなわちｎｐｎ ）ランジスタ２０にハｎｐｎトランジ
スタ１３の１７２の電流が流れるようになっているので
前記ｐｎｐ ｔ’ランジスタ１５のエミッタすなわち第
１の増幅器の出力端と上ｖ！ｐｎｐ ）ランジスタ１９
のエミッタすなわち第２の増幅器の出力端の直流電位が
合わされている。

上記のように構成された回路において、制御信号■。

のレベルを入力信号νｉのレベルと入力信号周波数の積
で得られる直流電圧に選ぶならば、第１の増幅器で得ら
れる利得特性は入力信号ν１のレベルが大きくなるのに
伴なって第９図ａに示す波形Ａ−Ｄのように低域通過型
、帯域阻止型等容々の異なった周波数操作を受けたもの
となる。

−力率２の増幅器で得られる利得特性は、第９図すに示
す波形Ｅ−Ｈのように低域通過型、帯域阻止型、高域通
過型等各々異なった周波数操作を受けたものとなる。

また上記各利得特性は制御信号■ｏのレベルを変化させ
ることによってさらに周波数操作が可能である。

第１０図はこの考案のもう一つの応用例を示すブロック
図で、３０は上記第８図に示す可変利得制御回路、また
４０は一般の増幅器である。

第１０図に示すように可変利得制御回路３０を増幅器４
０の帰還回路に用いるようにすれば、第１１図ａ、ｂに
示すように上記第９図ａ、ｂに示す各々の利得特性が出
力レベルに対して逆になった特性が得られる。

この考案は上記した実施例に限定されるものではなく、
例えば抵抗２２およびコンデンサ１７の値を種々の値に
選ぶことによりさらに異なった利得特性を得ることがで
きる。

以上説明したようにこの考案によれば制御信号のレベル
を変えることによって種々の利得特性を得ることができ
る可変利得制御回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の可変利得制御回路を概略的に示す構成図
、第２図は上記従来の回路を詳細に示す構成図、第３図
は上記従来の回路動作を説明するための周波数−出力信
号レベル特性図、第４図はこの考案の一実施例を概略的
に示す構成図、第５図はその詳細図、第６図はこの実施
例回路の動作を説明するための周波数−出力信号レベル
特性図、第７図はこの考案の応用例を概略的に示す構成
因、第８図はこの回路を詳細に示す構成図、第９図ａ、
ｂはこの回路の動作を説明するための周波数−出力信号
レベル特性図、第１０図はこの考案のもう一つの応用例
を示すブロック図、第１１図ａ、 ｂはこの回路の動作
を説明するための周波数−出力信号レベル特性図である
。 １・・・・・・入力信号源、２・・・・・・バイアス電
圧源、３・・・・・・第１の増幅器、３′・・・・・・
第２の増幅器、４゜１０．１３．２０・・・・・・ｎｐ
ｎトランジスタ、５・・・・・・可変抵抗、６，１７，
２３，２５・・・・・・コンデンサ、７，７′・・・・
・・出力インピーダンス、１１，１５．１９・・・・・
・ｐｎｐトランジスタ、１２１〜１２ｎ、、１６．〜１
６ｎ・・・・・・ダイオード、８，１４，２１、２２．
２４・・・・・・抵抗、３０・・曲可変利得制御回路、
４０・・・・・・増幅器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 増幅器と、この増幅器の初段の入力トランジスタのエミ
   ッタに一端が接続される可変抵抗手段と、この可変抵抗
   手段における抵抗値を制御する手段と、上記可変抵抗手
   段の他端と接地電位との間に挿入されるコンデンサと、
   上記可変抵抗手段とコンデンサとの直列接続点および上
   記増幅回路の出力端との間に挿入される帰還用の抵抗と
   を具備したことを特徴とする可変利得制御回路。