JPH02268507A - アクティブ・フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ＩＣ化に適するとともに、遮断周波数を可
変設定できるアクティブ・フィルタ回路に関するもので
ある。

〔従来の技術〕

第３図は例えば特公昭６１−５５８０６号公報に開示さ
れた従来のアクティブ・フィルタ回路を示す回路図であ
る。図において、信号入力端子１はトランジスタ２のベ
ースに接続され、そのトランジスタ２のエミッタは一端
を接地した可変定電流源３の他端に接続されている。そ
して、トランジスタ２のコレクタは電源端子４に接続さ
れている。またトランジスタ２と可変定電流源３の接続
点にはトランジスタ５のエミッタが接続され、このトラ
ンジスタ５のベースは信号出力端子６に接続されている
。そして、トランジスタ５のコレクタは定電流源７を介
して電源端子４に接続され、上記したトランジスタ２，
５、可変定電流源３、電源端子４および定電流源７によ
り、後述する原理で伝達コンダクタンスが可変となって
いる電圧制御電流源８が構成されている。

リアクタンス回路を構成するキャパシタ９の一端はトラ
ンジスタ５のコレクタに接続され、他端は別の信号入力
端子１３を介して接地されている。

トランジスタ５のコレクタには、別のトランジスタ１０
のベースが接続され、トランジスタ１０のエミッタは信
号出力端子６に、コレクタは電源端子４に接続されてい
る。別の定電流源１１の一端は信号出力端子６に接続さ
れ、他端は接地されている。

第４図は第３図の回路の動作原理を説明するためにその
回路を簡略化して示した等価回路である。

第４図において、端子１，６、電圧制御電流源８および
キャパシタ９は第３図の回路と同一部分を示しており、
第３図におけるトランジスター０と定電流源１１とから
なるエミッタホロワ回路に相当するバッファ増幅器１２
が示されている。第３図の構成ではその電圧利得ＡはＡ
−１となる。キャパシタ９の一端をなす別の信号入力端
子１３は、第３図の構成では接地されている。

次に第３図の回路の動作原理を第４図の等価回路を参照
して説明する。説明を簡略化するために、第３図の回路
における各トランジスタ２，５．１０のベース電流は十
分小さく無視できるものとみなす。

いま、信号入力端子１の入力信号電圧をｖ１□、別の信
号入力端子１３の入力信号電圧をＶ　　電１２ゝ 圧制御電流源８の伝達コンダクタンスをｇ　１電圧制御
電流源８の出力信号電流をｉ。、キャノ々シタ９の容量
を０電信号出力端子６の出力信号電圧をＶ。、その角周
波数をωとすると、第４図において ｉｏ−ｇＩｌｌ　（Ｖ１□−Ａ−Ｖｏ）　　・・・（１
）が成り立つ。式（１）　、　（２）から第４図の回路
の出力信号電圧Ｖ。を導くと、 ・・・（３） となる。

一方、第３図において可変定電流源３の電流値を２・Ｉ
　１定電流源７の電流値を！。とすると、トランジスタ
５のコレクタ電流ｉ。２はただし ｋ　： ボルツマン定数 Ｔ　： 絶対温度 ｑ　： 電子の電荷 となる。

したがって、 電圧制御電流源８の伝達コ ンダクタンスｇＩ は １ｌ−ｖｏ となる。

また第３図では、 Ａ−１゜ ｖｌ。−〇であ るから、第３図の回路の伝達関数Ｇ（ω）−ｖ。

／ｖＩ［は、 式（３）、（５） ％式％） となる。式（６）は、第３図の回路が 通過帯域電圧利得Ｇ。−１ の１次のローパスフィルタ回路を構成しており、可変定
電流源３の電流値２・Ｉｏを変えることにより遮断周波
数ｆ　を変化させることができることを示している。

上記のようなアクティブ・フィルタ回路では、エミッタ
が共通接続された差動対トランジスタの特性として一般
に周知のように、その入力信号電圧ｖ１□に対する線形
動作範囲は、電圧制御電流源８の差動入力信号電圧Ｖｉ
□−Ｖｏで見て、正弦波の振幅換算でほぼに−Ｔ／ｑで
ある。この値は常温（−３００Ｋ）では０．０２６Ｖで
あり極めて小さい。そのため、Ｖ　４Ｖ１■となる通過
帯域では、電圧制御電流源８の差動入力信号電圧Ｖ１□
−■。

が０に近い値であるので入力信号電圧ＶＩｌが大きくて
も線形動作するが、一方ＩＶｏ　ＩがＩｖ、□より小さ
くなる遮断帯域では、入力信号電圧ｖ１□が大きくなる
と電圧制御電流源８の差動入力信号電圧ｖ１□−Ｖｏの
値が線形動作範囲を越えてしまい、等価的な伝達コンダ
クタンスｇ　が小さくな■ る。したがって、第５図に示すように、伝達関数の絶対
値ＩＧ（ω）１の周波数特性は、入力信号電圧ｖ１１が
小さく回路が線形動作している場合には実線で示す曲線
イのようになる（遮断帯域では６ｄＢ／オクターブで減
衰）が、入力信号電圧Ｖ１□が大きくなると破線で示す
曲線口のようになり、さらに入力信号電圧ｖ１□が大き
くなると１点鎖線で示す曲線ハのようになる。

このように、第３図に示すような遮断周波数可変のアク
ティブ・フィルタ回路では、入力信号電圧に対する線形
動作範囲が狭いため、入力信号電圧の大きさにより遮断
帯域の周波数特性が変化するという問題点があった。

上記のような問題点を解消するために、入力信号電圧に
対する線形動作範囲を容易に広げることのできる遮断周
波数可変のアクティブ−フィルタ回路（この特許出願の
出願時においては未公開）が以下のように提案されてい
る。

第６図はこの提案によるアクティブ・フィルタ回路の一
例を示す回路図である。同図において、第１の信号入力
端子１は第１のトランジスタ２のベースに接続され、そ
のトランジスタ２のエミッタは抵抗回路を構成する抵抗
１４．１５を介して第２のトランジスタ５のエミッタに
接続されている。抵抗１４．１５間の接続点は定電流源
１６の一端に接続され、その定電流源１６の他端は接地
されている。また、第１のトランジスタ２のコレクタは
電源端子４に接続されている。

一方、第２のトランジスタ５のコレクタは第３のトラン
ジスタ１７のエミッタと第４のトランジスタの１８のエ
ミッタとの共通接続点に接続され、第３のトランジスタ
１７のベースは第１の制御端子１９を介して第１の直流
電圧源２１の正電位側端子に、第４のトランジスタ１８
のベースは第２の制御端子２０を介して第２の直流電圧
源２２の正電位側端子にそれぞれ接続されている。第１
の直流電圧源２１および第２の直流電圧源２２の負電位
側端子は接地されている。

そして、第３のトランジスタ１７のコレクタは電源端子
４に接続され、また第４のトランジスタ１８のコレクタ
は電流源２３を介して電源端子４に接続され、上記した
トランジスタ２．５．１７゜１８、抵抗１４．１５、定
電流源１６、電源端子４および電流源２３により伝達コ
ンダクタンスの可変な電圧制御電流源８が構成されてい
る。

第４のトランジスタ１８と電流源２３の接続点は信号出
力端子６に接続され、この信号出力端子６にはリアクタ
ンス回路を構成するキャパシタ９の一端が接続され、キ
ャパシタ９の他端は第２の信号入力端子１３を介して接
地されている。また信号出力端子６には第５のトランジ
スタ１０のべ−スが接続され、このトランジスタ１０の
エミッタはダイオード２４を介して第２のトランジスタ
５のベースに接続され、トランジスタ１０のコレクタは
電源端子４に接続されている。定電流源１．１の一端は
第２のトランジスタ５のベースとダイオード２４の接続
点に接続され、他端は接地されている。

このアクティブ・フィルタ回路の場合も、第４図に示し
た等価回路でその動作原理を説明することができる。こ
のアクティブ・フィルタ回路においては、第５のトラン
ジスタ１０とダイオード２４と定電流源１１とからなる
レベルシフト回路が、第４図のバッファ増幅器１２に相
当している。したがって、この場合も第４図のバッファ
増幅器１２の電圧利得ＡはＡ−１である。また第４図の
第２の信号入力端子１３は第６図では接地されているこ
とになる。

次にこのアクティブ・フィルタ回路の動作を第４図の等
価回路を参照して説明する。この場合も第３図の回路の
場合と同様、説明を簡略化するために、第６図の各トラ
ンジスタ２．５，１０，１７．１８のベース電流は十分
小さく無視できるものとする。また、信号などの記号は
、第３図の回路の動作説明で用いた記号と同じ記号を用
いるものとする。

このアクティブ・フィルタ回路も、その動作原理は第３
図の回路と同じであり、前述したように第３図における
キャパシタ９の一端つまり第６図の第２の信号入力端子
１３が接地されているので、その入力信号電圧ｖ１゜は
Ｖｌ。−〇である。また第６図において、定電流源１６
の電流値を２・Ｉｔ。

抵抗１４．１５の抵抗値をともにＲ６とすると、第２の
トランジスタ５のコレクタ電流ｉ。２はただし である。また第３のトランジスター７のコレクタ電流を
ｉ　　第４のトランジスター８のコレクタＣ３ゝ 電流をｉ　　　ｉ　に対するｉ。４の比をαとすると、
Ｃ４’　　　　Ｃ２ ’　Ｃ４−α・ｉｃ２　　　　　　　　　　　・・・（
９）ｉ、−（１−α）ｉｃ２　　　　　　　・・・（１
０）となる。

また第６図において、第１の直流電圧源２１の電圧値を
Ｖ　　第２の直流電圧源２２の電圧値をＣ１ゝ Ｖｏ２、第２の制御端子２０に対する第１の制御端子１
９の電位差をＶ（＝ｖｃｌ−”Ｃ２）とすると、α ”・４″″“°”１２．（７＋ＲＥ） ｘ（Ｖｌｌ−ＶＯ） となり、また式　（９）〜（１１）より・・・（１２） α　■ １＋ｅｑｖｃ／ｋＴ ・・・（１３） が得られる。そこで、電流源２３が定電流源であるとし
て、その電流値をα・！１とすると、電圧制御電流源８
の伝達コンダクタンスｇ　は１ｌ−Ｖｏ ２・　（γ　＋ＲＥ）　　　　　　　・・・（１４）と
なる。また第３図の回路の動作説明の際に求めた式（３
）が同様に適用でき、さらにＡ−１，Ｖ、□−〇とし、
ｇ　として式（１４）を代入すると、第６■ 図のアクティブ・フィルタ回路の伝達関数Ｇ（ω）−■
。／ｖ１１は Ｇ　（ω） １＋ｊωＣ・２・（γ　＋ＲＥ）／α ・・・（１５） となる。式（１５）は、第６図の回路が通過帯域電圧利
得Ｇ。−１ 遮断周波数ｆ　　−１／＋４・π・Ｃ・（７＋Ｒ）　　
　（１＋　ｅ””ｋＴ）　１ｅ　　　　　　Ｅ ＱＩｌｌ／＋４−π”　”　Ｒ（１＋　ｅ　ｑｖｃ　／
ｋＴ：、　）（ＲＥ＞＞７８＞　　　　　　　　　　　
−（１５ａ）の１次のローパスフィルタ回路を構成して
おり、第２の制御端子２０に対する第１の制御端子１９
の電位差Ｖ。を変えることにより遮断周波数ｆ。

を変化させることができることを示している。

さらに、本提案のアクティブ・フィルタ回路では、エミ
ッタ間に抵抗回路が接続された差動対トランジスタの特
性として一般に周知のように、その入力信号電圧ｖ１□
に対する線形動作範囲は、電圧制御電流源８の差動入力
信号電圧ｖ１□−■。で見て、正弦波の振幅換算でほぼ
２・Ｉ　　−ＲでＥ ある。したがって、ＲＥおよびＩｔの値を適当に選ぶこ
とにより、第１の信号入力端子１に実際に入力される信
号電圧ｖ１、の範囲内において、入力信号電圧ｖ１□の
大きさにより遮断帯域の周波数特性が変化することのな
いアクティブ・フィルタ回路を実現することができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、第６図に示す回路を集積化する際には、抵抗
値Ｒ９を精度よく形成することが困難であり、抵抗値Ｒ
Ｅのばらつきに対して遮断周波数ｆ　の値を所定の値に
するために電圧Ｖ　　−ＶｏｌＣＣ −Ｖ。２の値を調整する必要がある。また、たとえ抵抗
値Ｒ６のばらつきに対して電圧■。１−ｖｃ２の値を調
整しても、抵抗値Ｒ９の温度特性が悪いので、遮断周波
数ｆ０が回路動作温度によって変化するという問題点が
ある。

さらに、回路を集積化せず、抵抗値ＲＥの精度および温
度特性が良く、遮断周波数ｆ　の式が式（１５）で表わ
せる場合であっても、式（１５）に含まれる項ｅＱＶＣ
／ｋＴの中に温度Ｔが含まれているため、遮断周波数ｆ
。が回路動作温度により変化するという問題点がある。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、無調整で遮断周波数を所定の値に正確に設
定でき、かつ、温度特性が良好な、集積化に適したアク
ティブ・フィルタ回路を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るアクティブ・フィルタ回路は、それぞれ
が抵抗回路の抵抗と直列に接続された第１と第２のトラ
ンジスタの差動対を有し、第１のトランジスタの制御電
極に第１の入力電位が与えられる第１のトランジスタ差
動増幅回路と、第３と第４のトランジスタの差動対と第
４のトランジスタに直列に接続された定電流源とを有し
、第１のトランジスタ差動増幅回路の第１の入力電位に
対する非反転出力に負荷として接続された第２のトラン
ジスタ差動増幅回路と、第４のトランジスタの一方の主
電極から取出される出力を前記第２のトランジスタの制
御電極に帰還させる帰還回路と、第４のトランジスタの
一方の主電極と第２の入力電位との間に介挿されたリア
クタンス回路と、第１のダイオードと第１の抵抗との直
列接続が２つの定電位間に介挿され、かつ第１のダイオ
ードと第１の抵抗との相互接続ノードが第３のトランジ
スタの制御電極に接続された第１の制御回路部と、第２
のダイオードと第２の抵抗との直列接続が２つの定電位
間に介挿され、がっ第２のダイオードと第２の抵抗との
相互接続ノードが第４のトランジスタの制御電極に接続
された第２の制御回路部とを備えたものである。

〔作用〕

この発明におけるアクティブ・フィルタ回路の遮断周波
数は、調整が容易で温度特性が良好な、抵抗回路の抵抗
値と第１または第２の抵抗の抵抗値との相対比によって
与えられる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例によるアクティブ・フィルタ回
路の回路図である。

図において、このアクティブ・フィルタ回路では、第６
図の直流電圧源２１．２２のかわりに制御回路３２が設
けられている。この制御回路３２は第１と第２の分岐経
路を有しており、このうち第１の経路内の第１のダイオ
ード２５のカソードは第１の制御端子１−９に、第２の
経路内の第２のダイオード２６のカソードは第２の制御
端子２０に、それぞれ接続される。ダイオード２５．２
６のアノードは共通に、第１のバイアス電圧供給端子２
７に接続される。バイアス電圧供給端子２７は、直流電
圧源２８の正電位側端子に接続される。

直流電圧源２８の負電位側端子は接地される。

また、ダイオード２５のカソードは第１の抵抗２つを介
して、ダイオード２６のカソードは第２の抵抗３０を介
して、共通に第２のバイアス電圧供給端子３１に接続さ
れる。図においては第２のバイアス電圧供給端子３１は
接地されている。

そして、ダイオード２５，２６、バイアス電圧供給端子
２７．３１、直流電圧源２８および抵抗２９．３０によ
り、上記制御回路３２が構成されている。

制御端子１９．２０から後段の電圧制御電流源８、電源
端子４．出力端子６．キャパシタ９．信号入力端子１３
．ダイオード２４および定電流源１１の構成および相互
の接続関係は、前述した第６図のアクティブ・フィルタ
回路と同様である。

次にこのアクティブ・フィルタ回路の動作を説明する。

この場合も第３図の従来の回路の場合と同様、説明を簡
略化するために、第１図の各トランジスタ２．５．１０
，１７．１８のベース電流は十分小さく無視できるもの
とする。また、信号などの記号は、第３図の従来の回路
の動作説明で用いた記号と同じ記号を用いるものとする
。

さらに直流電圧源２８の電圧値をｖ　１第１のダイオー
ド２５のアノード・カソード間電圧（順方向を正とする
）を■　、第２のダイオード２６のアノード・カソード
間電圧（順方向を正とする）をＶ　、抵抗２９の抵抗値
をＲ、抵抗３０の抵Ｄ２　　　　　　　　　　　１ 抗値をＲ２とする。

第１のダイオード２５を流れる電流ｉ、１および第２の
ダイオード２６を流れる電流’　０２は次式（ｌＢ）　
、　（１７）で表わせる。

また各位’Ｄｌ”　Ｄ２”　Ｄｉ”　Ｄ２”　Ｂｌ”　
ｃ３’’ｃ４には、次式（１ｇ）、（１９）に示すよう
な関係が成り立つ。

（ＶＢｌ−ＶＤｌ） （ｖＢｌ　　’　Ｄ２） ｋ・Ｔ　　　　　１ｃ３ −　□・　Ｎｎ□　　　　　　　　　　・・、（１９）
１ｃ４ 式（１Ｂ）、（１９）より、各位ｉｃ３”　ｅ４”　Ｄ
Ｉ”　Ｄ２の関係は、次式（２０）で表わせる。

’　ｃ４　　　　’　ＤＩ 式（２０）に、先に導出した式（９）　、　（１０）お
よび式（１Ｂ）、（１７）を代入すると、ｉｃ２に対す
るｉ。４の比αが次式（２１）、　（２２）のように得
られる。

ま ただし、 第１図の回路の伝達関数Ｇ（ω）−Ｖ。／Ｖ、、は、先
に導出した式（１５）のαとして式（２１）を代入する
ことにより、次式（２８）のように求められる。

Ｇ（ω） −１／　［１＋ｊωＣ・２会　（β・ （Ｒ／Ｒ）＋１１　　　（γ　＋ＲＥ　＞　］１　　２
　　　　　　　　ｅ ・・・（２３） 第６図のアクティブ・フィルタ回路の遮断周波数ｆ　が
式（１５）から式（１５ａ）のように導出されたのと同
様にして、第１図のアクティブ・フィルタ回路の遮断周
波数ｆ　は式（２３）から次式（２４）のように導出さ
れる。

ｆ。

一１／［４・π・Ｃ・　（β・ （Ｒ／Ｒ）＋１１　　　（γ　＋ＲＥ　）　］１　　２
　　　　　　　　　ｅ ・・・（２４） さらに、Ｒ＞＞Ｒ、Ｒ＞＞ｒ　　、　ＶＢｌ−ＶＤ２１
２Ｅ　　　θ ””Ｂｌ　　’Ｄｌ（すなわち、βメ１）とスルト、次
式（２５）が得られる。

ｆ。

一１／（４・π・Ｃ−Ｒ（Ｒ／Ｒ２））Ｅ ・・・（２５） 式（２５）かられかるように、第１図のアクティブ・フ
ィルタ回路を集積化した場合、電圧制御電流源８と共に
抵抗３０を同一基板上に形成するならば、集積回路内部
の抵抗比ＲＥ／Ｒ２の値は、精度良く設定でき、かつ温
度特性も良い。そのため、抵抗２９を外付けの抵抗とし
、その抵抗値Ｒ１の精度が高く、温度特性の良い抵抗を
用いれば、遮断周波数ｆ　を正確に所定の値に設定でき
、その温度特性も良好なアクティブ・フィルタ回路を構
成することができる。

また、抵抗値Ｒや相対比ＲＥ／Ｒ２の精度が悪く調整を
必要とする場合でも、温度特性の良い抵抗２９を外付け
の抵抗とし、この抵抗値Ｒ１を選択することにより、遮
断周波数ｆ　をいったん設定すれば、相対比ＲＥ　／　
Ｒ２の集積回路内の温度特性は良好なので、遮断周波数
ｆ　の温度特性も良好となる。

また、抵抗１４，１５，２９．３０を外付けの抵抗とし
た場合でも、相対比Ｒ９／　Ｒ２の温度特性は良好なの
で遮断周波数ｆ　の温度特性も良好となる。なお、式（
２４）から式（２５）を導くにあたって与えた条件であ
るＲ　　＞＞Ｒ、Ｒ＞＞ｒ　　、Ｖ１２　　　Ｅ　　θ Ｂｌ　　’Ｄ２億ｖＢ１−ＶＤＩは充分実現することが
可能であり、遮断周波数ｆ　の精度や温度特性を充分に
良好にすることができる。

第２図はこの発明の他の実施例によるアクティブ・フィ
ルタ回路の回路図である。

図において、第１のダイオード２５のアノードは第１の
制御端子１９に１．第２のダイオード２６のアノードは
第２の制御端子２０に、それぞれ接続される。ダイオー
ド２５．２６のカソードは共通に、第１のバイアス電圧
供給端子２７に接続される。バイアス電圧供給端子２７
は、直流電圧源２８の正電位側端子に接続される。直流
電圧源２８の負電位側端子は接地される。

また、ダイオード２５のアノードは第１の抵抗２９を介
して、ダイオード２６のアノードは第２の抵抗３０を介
して、共通に第２のバイアス電圧供給端子３１に接続さ
れる。図においては、第２のバイアス電圧供給端子３１
は電源端子４に接続されている。

ダイオード２５，２６、バイアス電圧供給端子２７．３
１、直流電圧源２８および抵抗２９，３０は制御回路３
２ａを構成している。

制御端子１９．２０から後段の電圧制御電流源８、電源
端子４．出力端子６．キャパシタ９．信号入力端子１３
．ダイオード２４および定電流源１１の構成および相互
の接続関係は、前述した第１図のアクティブ・フィルタ
回路と同様である。

次にこのアクティブ・フィルタ回路の動作を説明する。

この場合も第１図の回路の場合と同様、説明を簡略化す
るために、第２図の各トランジスタ２，５．１０，１７
．１８のベース電流は十分小さく無視できるものとする
。また、信号などの記号は、第１図の回路の動作説明で
用いた記号と同じ記号を用いるものとする。

さらに直流電圧源２８の電圧値をｖ　１電源端子４の電
圧値をＶ　、第１のダイオード２５のアＣ ノード・カソード間電圧（順方向を正とする）をｖ　１
第２のダイオード２６のアノ−・ド・カッ−ド間電圧（
順方向を正とする）をＶ　、抵抗２９Ｄ４ の抵抗値をＲ、抵抗３０の抵抗値をＲ４とする。

第１図に示す回路と同様に、遮断周波数ｆ。は、下記式
（２Ｂ）　、　（２７）で与えられる。

ｆ。

一１／［４・π・Ｃ・　（β′ （Ｒ／Ｒ）＋１１　　　（γ　＋ＲＥ）］４３　　　　
　　　　　　　　　　　ｅ・・・（２６） ただし、 ｖＣＣ−ＶＢ２−ＶＢ４ さらに、Ｒ＞＞Ｒ、ＲＥ＞＞γ　’　”ＣＣ”８２４　
　　　　３　　　　　　　　　　　ｅ−ＶＢ３”ｖＣＣ
’Ｂ２−ＶＤ４（すなわち、β’　−１）とすると、次
式（２Ｂ）は下記式（２８）のようになる。

ｆ。

一１／＋４・π・Ｃ−Ｒ（Ｒ／Ｒ２）１Ｅ ・・・（２Ｂ） 従って、式（２８）のＲを式（２５）のＲ１式（２８）
のＲを式（２５）のＲ２と対応させるとわかるように、
第２図の回路においても、抵抗値Ｒ４および相対比Ｒｐ
　／　Ｒｓによって遮断周波数ｆ。が決定されるので、
第１図の回路と同様に、第２図のアクティブ・フィルタ
回路を集積化した場合、抵抗３０を外付けの抵抗とし、
その抵抗値Ｒ４の精度が高く、温度特性の良い抵抗を用
いれば、遮断周波数ｆ　を正確に所定の値に設定でき、
その温度特性も良好なアクティブ・フィルタ回路を構成
することができる。

また、抵抗値Ｒや相対比ＲＥ／Ｒ３の精度が悪く調整を
必要とする場合でも、温度特性の良い抵抗３０を外付け
の抵抗とし、この抵抗値Ｒ４を選択することにより、遮
断周波数ｆ　をいったん設定すれば、相対比Ｒ，／Ｒ３
の集積回路内の温度特性は良好なので、遮断周波数ｆ　
の温度特性も良好となる。

また、抵抗１４，１５．２９．３０を外付けの抵抗とし
た場合でも、相対比Ｒ９／Ｒ２の温度特性は良好なので
遮断周波数ｆ　の温度特性も良好となる。

なお、式（２６）から式（２８）を導くにあたって与え
た条件であるＲ　　＞＞Ｒ、Ｒ＞＞γ　、　Ｖｃｃ　　
Ｖ８Ｂｅ Ｂ２　　’Ｄ３”ＣＣ’Ｂ２　　’Ｄ４は充分実現する
ことが可能であり、遮断周波数ｆ。の精度や温度特性を
充分に良好にすることができる。

なお、上記各実施例において、 （１）定電流源１６０代わりに抵抗を用いた場合、（２
）抵抗１４の抵抗値と抵抗１５の抵抗値とが等しくない
場合、 （３）第１および第２のトランジスタ２，５から成る差
動増幅回路として他の回路を用いた場合、（４）出力信
号を第２のトランジスタ５のベースに帰還させる手段と
して他の回路を用いた場合、（５）図面に示したのとは
異なる極性のトランジスタを用いた場合、 （６）リアクタンス回路９として他の回路を用いた場合 （７）第１の信号入力端子１をバイアス電圧源などによ
り交流的に接地し、第２の信号入力端子１３から信号を
入力することによって１次のバイパスフィルタ回路を構
成した場合、 （８）第１および第２の信号入力端子１，１３のそれぞ
れに信号を入力することによって、第１の信号入力端子
１からの入力信号に対しては１次のローパスフィルタ、
第２の信号入力端子１３からの入力信号に対しては、１
次のバイパスフィルタとした場合においても、この発明
は同様に適用でき、同一の効果を奏する。

さらに、アクティブ・フィルタ回路を縦続接続し、様々
な伝達関数を有し、多様なフィルタ特性を実現した回路
においても、上記実施例中で用いたこの発明による制御
回路を適用でき、同一の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明によれば、アクティブ・フィルタ
回路の遮断周波数は、調整が容易で温度特性が良好な、
抵抗回路の抵抗値と第１または第２の抵抗の抵抗値との
相対比によって与えられる。

そのため、無調整で遮断周波数を所定の値に正確に設定
でき、かつ、温度特性が良好な、集積化に適したアクテ
ィブ・フィルタ回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるアクティブ・フィル
タ回路の回路図、第２図はこの発明の他の実施例による
アクティブ・フィルタ回路の回路図、第３図は従来のア
クティブ・フィルタ回路の回路図、第４図は第３図に示
すアクティブ・フィルタ回路の等価回路の回路図、第５
図は第３図に示すアクティブ・フィルタ回路の周波数特
性を示すグラフ、第６図は比較提案例としてのアクティ
ブ・フィルタ回路の回路図である。 図において、１は第１の信号入力端子、２は第１のトラ
ンジスタ、５は第２のトランジスタ、６は信号出力端子
、８は電圧制御電流源、９はキャパシタ、１０はトラン
ジスタ、１１は定電流源、１３は第２の信号入力端子、
１４．１５は抵抗、１７は第３のトランジスタ、１８は
第４のトランジスタ、１９は第１の制御端子、２０は第
２の制御端子、２３は電流源、２４はダイオード、２５
は第１のダイオード、２６は第２のダイオード、２７は
第１のバイアス電圧供給端子、２８は直流電圧源、２９
は第１の抵抗、３０は第２の抵抗、３１は第２のバイア
ス電圧供給端子、３２，３２ａは制御回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）それぞれが抵抗回路の抵抗と直列に接続された第
   １と第２のトランジスタの差動対を有し、前記第１のト
   ランジスタの制御電極に第１の入力電位が与えられる第
   １のトランジスタ差動増幅回路と、 第３と第４のトランジスタの差動対と前記第４のトラン
   ジスタに直列に接続された定電流源とを有し、前記第１
   のトランジスタ差動増幅回路の前記第１の入力電位に対
   する非反転出力に負荷として接続された第２のトランジ
   スタ差動増幅回路と、前記第４のトランジスタの一方の
   主電極から取出される出力を前記第２のトランジスタの
   制御電極に帰還させる帰還回路と、 前記第４のトランジスタの前記一方の主電極と第２の入
   力電位との間に介挿されたリアクタンス回路と、 第１のダイオードと第１の抵抗との直列接続が２つの定
   電位間に介挿され、かつ前記第１のダイオードと前記第
   １の抵抗との相互接続ノードが前記第３のトランジスタ
   の制御電極に接続された第１の制御回路部と、 第２のダイオードと第２の抵抗との直列接続が前記２つ
   の定電位間に介挿され、かつ前記第２のダイオードと前
   記第２の抵抗との相互接続ノードが前記第４のトランジ
   スタの制御電極に接続された第２の制御回路部とを備え
   るアクティブ・フィルタ回路。