JPS60160208A - 被振幅変調信号用同期復調器 - Google Patents
被振幅変調信号用同期復調器Info
- Publication number
- JPS60160208A JPS60160208A JP59274970A JP27497084A JPS60160208A JP S60160208 A JPS60160208 A JP S60160208A JP 59274970 A JP59274970 A JP 59274970A JP 27497084 A JP27497084 A JP 27497084A JP S60160208 A JPS60160208 A JP S60160208A
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- Japan
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- beat
- demodulator
- amplitude
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/14—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles
- H03D1/18—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles of semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は振幅変調信号用の同期復調器に関す〔従来技術
〕 振幅変調された信号の同期的な復調は公知であり、従来
型のものが広く利用されてし）る。
〕 振幅変調された信号の同期的な復調は公知であり、従来
型のものが広く利用されてし）る。
参考文献としては例えばＨ，タウブ、Ｄ、シリング著「
通信システムの原理」マグロ−５１１社、第３章がある
。
通信システムの原理」マグロ−５１１社、第３章がある
。
基本理論によれば、以下の公式で表現される所与の振幅
変調信号において、その同期的復調は、その周波数ｆｂ
が上記変調信号の搬送波の周波数と等しい信号（例えば
正弦波信号）と変調信号とを１ビート」させる（すなわ
ち掛算する）ことによって行なわれる。
変調信号において、その同期的復調は、その周波数ｆｂ
が上記変調信号の搬送波の周波数と等しい信号（例えば
正弦波信号）と変調信号とを１ビート」させる（すなわ
ち掛算する）ことによって行なわれる。
すなわち、
５（ｔ）＝Ａ（１＋ｍ５ｉｎω＋５ｔ）（ｓｉｎωｃｔ
）ωい＝２πｆ。
）ωい＝２πｆ。
ω、＝２πｆｃ
ｆ、 ＝変調周波数
ｆｃ＝搬送波周波数
ｍ ＝変調指数（Ｄ＜ｍ＜１）
Ａ ＝搬送波振幅
「ビート」用に用いられる信号は次の公式で表わされる
： ５ｂ＝ｓｉｎ（ωｃｔ＋ψ、） ψ、は信号Ｓ、とｓ （ｔ）の搬送波との間の位相差で
あり、信号Ｓ、の振幅はこれまで一元的なものとみなさ
れてきた。
： ５ｂ＝ｓｉｎ（ωｃｔ＋ψ、） ψ、は信号Ｓ、とｓ （ｔ）の搬送波との間の位相差で
あり、信号Ｓ、の振幅はこれまで一元的なものとみなさ
れてきた。
乗算器あるいはビート回路の出力は次の公式％式％：
）
）
乗算器の出力にｆ１最高周波数をカットするフィルタ（
例えば低域フィルタまたはｆｌＩに等しい中心周波数を
有する通過帯域フィルタ）を配置することによって、２
ｆｃに等しい周波数の信号部はカットされ、その結果、
その代替酸°分は変調信号と同一周波数を有する復調信
号が検出される。
例えば低域フィルタまたはｆｌＩに等しい中心周波数を
有する通過帯域フィルタ）を配置することによって、２
ｆｃに等しい周波数の信号部はカットされ、その結果、
その代替酸°分は変調信号と同一周波数を有する復調信
号が検出される。
しかし復調信号の振幅は変調信号とビート用に使用され
る信号の間の位相差であるＣＯ８ψ、の値により左右さ
れる。ψ、−〇（位相差が０）であるなら復調信号の振
幅は最大である。これに対しψ、＝９０°（搬送波とビ
ート用信号とが位相交差している）であるなら復調信号
の振幅はＯである。前述のことからψ５＝０である必要
が生じる。すなわちビート用に用いられる信号は変調信
号と同一周波数であるばかりではなく同位相でもある。
る信号の間の位相差であるＣＯ８ψ、の値により左右さ
れる。ψ、−〇（位相差が０）であるなら復調信号の振
幅は最大である。これに対しψ、＝９０°（搬送波とビ
ート用信号とが位相交差している）であるなら復調信号
の振幅はＯである。前述のことからψ５＝０である必要
が生じる。すなわちビート用に用いられる信号は変調信
号と同一周波数であるばかりではなく同位相でもある。
変調信号の搬送波がビート用の信号と正確に等しくはな
く、あるいは２つのうちの１つが一定ではなく、一定の
範囲内で変化するという事はよくあることである。この
ような場合、明白に搬送波の周波数ｆｅとビート用の信
号の周波数ｆｂは、極めてわずかなδ、Ｃの値だけ相互
に異なっている。
く、あるいは２つのうちの１つが一定ではなく、一定の
範囲内で変化するという事はよくあることである。この
ような場合、明白に搬送波の周波数ｆｅとビート用の信
号の周波数ｆｂは、極めてわずかなδ、Ｃの値だけ相互
に異なっている。
そのとき信号５ｂ（ｔ）は
５ｂ＝ｓｉｎ （（ω。＋δωｃ）ｔ＋ψ、〕＝ｓｉｎ
Ｃωｃｔ＋（δωｃｔ＋ψ、）〕δω、＝２πδｆｃ しかし、周波数差は時間可変位相差を引起こし、この位
相差は現れた信号の一種の変調へと変形し、低域フィル
タでろ波された後、次の結果となる。
Ｃωｃｔ＋（δωｃｔ＋ψ、）〕δω、＝２πδｆｃ しかし、周波数差は時間可変位相差を引起こし、この位
相差は現れた信号の一種の変調へと変形し、低域フィル
タでろ波された後、次の結果となる。
ｓａ’（ｔ）−八／２（１＋ｍ５ｉｎω１ｌｌｔ） （
ｃｏｓ（ψ、＋ δ ωｃ１））数学的にこれは可変振
幅と周波数ｆ０での信号（正弦波ではない）を周波数δ
ｆｃでの別の信号に重ねたことに相当する。
ｃｏｓ（ψ、＋ δ ωｃ１））数学的にこれは可変振
幅と周波数ｆ０での信号（正弦波ではない）を周波数δ
ｆｃでの別の信号に重ねたことに相当する。
信号ｓａ’（ｔ）の低周波数成分（δｆＣ）は高域フィ
ルタを経てろ波することが可能であり、それによって以
下の公式で表わされる出力信号ｓｄ” （ｔ）が得られ
る。
ルタを経てろ波することが可能であり、それによって以
下の公式で表わされる出力信号ｓｄ” （ｔ）が得られ
る。
ｓａ”（ｔ）＝＾／２．鴇ｓｉｎωｍｔｃｏｓ （（ψ
、＋δωｅ１） ）ψ、＝０になるように動作されてき
たものとすると、このような信号は所望の結果を表わさ
ず、一定の振幅ではなく明白に時間可変振幅ピークを持
っているので、この信号は最初の変調信号に正確に相応
するものである。
、＋δωｅ１） ）ψ、＝０になるように動作されてき
たものとすると、このような信号は所望の結果を表わさ
ず、一定の振幅ではなく明白に時間可変振幅ピークを持
っているので、この信号は最初の変調信号に正確に相応
するものである。
このことは、かかる信号の検出、より正確にはその情報
内容（例えば周波数）の復調は極めて困難で不確実であ
ることを意味するものである。何故ならば、最小値の振
幅ピークを有する周期には検出器での検出器、ひいては
情報の損失が含まれるからである。いい換えると、最小
値ピークが低すぎる場合、検出されないことがあり、ひ
いては検出器の誤りをひきおこすことがある。例えば検
出器が伝送された情報に相応する周波数とは異なる周波
数を表示したりする。
内容（例えば周波数）の復調は極めて困難で不確実であ
ることを意味するものである。何故ならば、最小値の振
幅ピークを有する周期には検出器での検出器、ひいては
情報の損失が含まれるからである。いい換えると、最小
値ピークが低すぎる場合、検出されないことがあり、ひ
いては検出器の誤りをひきおこすことがある。例えば検
出器が伝送された情報に相応する周波数とは異なる周波
数を表示したりする。
このことは明らかに同一情報が誤って再生されることに
つながる。
つながる。
（発明の目的〕
上述のことにかんがみ、本発明の目的は、変調信号搬送
波と−これとビートするようにされた信号との間の周波
数さが小さい場合でも復調信号に含まれている情報を確
実に検出できる振幅変調信号用の同期復調器を実現する
ことである。
波と−これとビートするようにされた信号との間の周波
数さが小さい場合でも復調信号に含まれている情報を確
実に検出できる振幅変調信号用の同期復調器を実現する
ことである。
本発明にもとづき、上記の目的は、復調されるべき変調
信号が供給される第１人力と、前記変調信号の搬送波と
ほぼ同一の周波数で信号が供給される第２人力とを有す
る第１ビート回路より構成されており、前記変調信号が
供給される第１入力と９０°に等しい位相差をもつ移相
器を経て同一周波数にて前記信号が供給される第２人力
とを有する第２ビート回路と、前記第１と第２ビート回
路の出力を交互に復調器の共通出力に接続するための整
流子と、前記ビート回路の出力における信号の振幅に従
って前記整流子の整流を制御するための動作臨界値を有
する制御回路装置とにより構成されていることを特徴と
する同期復調器により達成されている。
信号が供給される第１人力と、前記変調信号の搬送波と
ほぼ同一の周波数で信号が供給される第２人力とを有す
る第１ビート回路より構成されており、前記変調信号が
供給される第１入力と９０°に等しい位相差をもつ移相
器を経て同一周波数にて前記信号が供給される第２人力
とを有する第２ビート回路と、前記第１と第２ビート回
路の出力を交互に復調器の共通出力に接続するための整
流子と、前記ビート回路の出力における信号の振幅に従
って前記整流子の整流を制御するための動作臨界値を有
する制御回路装置とにより構成されていることを特徴と
する同期復調器により達成されている。
言い換えると本発明にもとづく同期復調供給は、１つの
ビートではなく位相交叉する２つのビートを動作して、
等しいが振幅が９０°４９、移相している、つまり第１
ビートの最小値ピークが第２ビートの最大値ピークと一
致し、あるいはその逆である同数の信号３４″（１）を
作成する。それぞれの制御装置（適宜の臨海検出器を実
装）の制御下での整流子の整流によって、つねに最大値
ピークを有する信号を選択でき、出力部で同一信号に含
まれる情報（例えば周波数）を常に完全にかつ正確に検
出するに充分な振幅の復調信号が得られる。
ビートではなく位相交叉する２つのビートを動作して、
等しいが振幅が９０°４９、移相している、つまり第１
ビートの最小値ピークが第２ビートの最大値ピークと一
致し、あるいはその逆である同数の信号３４″（１）を
作成する。それぞれの制御装置（適宜の臨海検出器を実
装）の制御下での整流子の整流によって、つねに最大値
ピークを有する信号を選択でき、出力部で同一信号に含
まれる情報（例えば周波数）を常に完全にかつ正確に検
出するに充分な振幅の復調信号が得られる。
適切に移相された第２ビートとより振幅が大きい信号の
交互の選択によって、変調信号の搬送波とビート用に用
いられる信号との周波数の一致の不正確さによる単一の
ビート回路の出力と最初の変調信号との相応関係、の不
完全さが補償される。
交互の選択によって、変調信号の搬送波とビート用に用
いられる信号との周波数の一致の不正確さによる単一の
ビート回路の出力と最初の変調信号との相応関係、の不
完全さが補償される。
以下添付図面を参照しつつ本発明の一実施例を詳細に説
明する。
明する。
第１図を参照すると、２つのビート回路１と２とより成
る同期復調器が図示されており、第１ビート回路は振幅
変調信号５（ｔ）が供給される第１人力および変調信号
の１般送波と同一の周波数を有する信号Ｓ、が供給され
る第２人力を有し、第２ビートの回路は変調信号５（ｔ
）が供給される第１入力と、９０”の移相が可能な位相
器３を経た同一周波数の信号５ｂが供給される第２人力
を有している。
る同期復調器が図示されており、第１ビート回路は振幅
変調信号５（ｔ）が供給される第１人力および変調信号
の１般送波と同一の周波数を有する信号Ｓ、が供給され
る第２人力を有し、第２ビートの回路は変調信号５（ｔ
）が供給される第１入力と、９０”の移相が可能な位相
器３を経た同一周波数の信号５ｂが供給される第２人力
を有している。
それぞれ低域フィルタ１０．１１と高域フィルタ４．５
を具備するビート回路１．２の出力は整流子６の方向に
向けられ、この整流子６は前記出力を復調器の共通出力
へと交互に接続する。
を具備するビート回路１．２の出力は整流子６の方向に
向けられ、この整流子６は前記出力を復調器の共通出力
へと交互に接続する。
前記復調器には適宜の情報検出器または識別回路で、例
えば周波数検出器を接続可能である。
えば周波数検出器を接続可能である。
整流子６はビート回路１と２から引き出されるろ波され
た信号の振幅に従って制御回路８により制御され、前記
制御回路は同一の回路の内または外側に配置された適宜
の臨海値検出器（図示せず）の前記機能を活用する。
た信号の振幅に従って制御回路８により制御され、前記
制御回路は同一の回路の内または外側に配置された適宜
の臨海値検出器（図示せず）の前記機能を活用する。
第１図の同期復調器はそ結果、次のように動作する。第
２図に示すように周波数ｆ１での変調信号Ｍ（例えば正
弦波信号）により振幅変調さた周波数ｆｃでの搬送波ｐ
より成る変調信号５（ｔ）は、搬送波ｐとほぼ同一の周
波数の信号Ｓ、を有するビート回路１と、移相器３を介
して９０°移和された同一の信号ｓｂを有するビート回
路２で「ビート」せしめられる。
２図に示すように周波数ｆ１での変調信号Ｍ（例えば正
弦波信号）により振幅変調さた周波数ｆｃでの搬送波ｐ
より成る変調信号５（ｔ）は、搬送波ｐとほぼ同一の周
波数の信号Ｓ、を有するビート回路１と、移相器３を介
して９０°移和された同一の信号ｓｂを有するビート回
路２で「ビート」せしめられる。
その結果、低域フィルタ１０と１１を通過後のビート回
路１と２の出力には、位相交叉振幅を有する次の信号が
ある。
路１と２の出力には、位相交叉振幅を有する次の信号が
ある。
ｓａｔ ’ （ｔ）−八／２（１＋ｍ ｓｉｎωｍｔ）
（ｃｏｓ（ψ、＋δωｅ１））ｓｄ２ ’ （ｔ）
＝へ／２（１＋ｍ ｓｉｎωｌ１ｌｔ） （ｃｏｓ（ψ
、＋９０° ＋δωｃ１））これらの波形は第３図と第
４図に図示され、周波数ｆ１での成分（正弦波ではない
）が周波数δｆｃでの別の成分に重ねられた信号である
。ここでδｆＣは変調信号の搬送波ｐとビート用信号Ｓ
、の間の残差である。
（ｃｏｓ（ψ、＋δωｅ１））ｓｄ２ ’ （ｔ）
＝へ／２（１＋ｍ ｓｉｎωｌ１ｌｔ） （ｃｏｓ（ψ
、＋９０° ＋δωｃ１））これらの波形は第３図と第
４図に図示され、周波数ｆ１での成分（正弦波ではない
）が周波数δｆｃでの別の成分に重ねられた信号である
。ここでδｆＣは変調信号の搬送波ｐとビート用信号Ｓ
、の間の残差である。
このような信号の低周波数（δｆｃ）での成分は次に高
域フィルタ４と５により除去され、前記フィルタの出力
には、位相交叉振幅を有する次の信号がそれぞれ存在す
る。
域フィルタ４と５により除去され、前記フィルタの出力
には、位相交叉振幅を有する次の信号がそれぞれ存在す
る。
Ｓｄｌ ” （ｔ）＝Ａ／２．ｍ ｓｉｎωＪ （ｃｏ
ｓ（ψ１＋δＣＬ））ｓａｔ＃（ｔ）−八／２．ｍ ｓ
ｉ口ω−ｔ） （ｃｏｓ（ψｂ＋９０° ＋δωＣＬ）
）これらの波形は第５図と第６図に図示され、変調信号
と同一周波数ｆ１を有するが、最大値と最小値間で可変
の振幅ピークを有する信号であ前記信号は全て別個に取
上げ、ると情報検出器７に問題を引起こすことは明白で
あり、前記検出器は最小のピークを１検出」せず、その
結果、変調信号と共に伝送される情報とは基本的に一致
しない変形された情報を検出してしまう。特に検出され
るべき情報が周波数であり、検出器７が例えばデジタル
カウンタである場合は、現われる情報は、伝送された変
調信号と相応する一定周波数１１での単一方形波によっ
て間隔をおかれるのではなく、第７図に示すように空の
間隔をおかれた方形パルス列により表わされる。
ｓ（ψ１＋δＣＬ））ｓａｔ＃（ｔ）−八／２．ｍ ｓ
ｉ口ω−ｔ） （ｃｏｓ（ψｂ＋９０° ＋δωＣＬ）
）これらの波形は第５図と第６図に図示され、変調信号
と同一周波数ｆ１を有するが、最大値と最小値間で可変
の振幅ピークを有する信号であ前記信号は全て別個に取
上げ、ると情報検出器７に問題を引起こすことは明白で
あり、前記検出器は最小のピークを１検出」せず、その
結果、変調信号と共に伝送される情報とは基本的に一致
しない変形された情報を検出してしまう。特に検出され
るべき情報が周波数であり、検出器７が例えばデジタル
カウンタである場合は、現われる情報は、伝送された変
調信号と相応する一定周波数１１での単一方形波によっ
て間隔をおかれるのではなく、第７図に示すように空の
間隔をおかれた方形パルス列により表わされる。
しかし整流子６が具備されて°おり、制御回路８がこれ
を２つの高域フィルタ４と５のそれぞれ１つに、ひいて
はビート回路１と２に、信号ｓｄ＋’（ｔ）とｓａ；（
ｔ）の振幅ピークの瞬間的な値に応じて交互に向ける。
を２つの高域フィルタ４と５のそれぞれ１つに、ひいて
はビート回路１と２に、信号ｓｄ＋’（ｔ）とｓａ；（
ｔ）の振幅ピークの瞬間的な値に応じて交互に向ける。
すなわち、整流子６は、相対信号Ｓ；″（１）の振幅ピ
ーク７が制御回路８により提供される臨界値以上に留ま
るまで高域フィルタの１つ（第１図のフィルタ）に向け
て配置され、一方、上記の信号の振幅ピークが同じ臨界
値以下に下るとただちに別の高域フィルタ（第１図のフ
ィルタ５）の方向に向かう。次に同じことが逆に反復さ
れる。
ーク７が制御回路８により提供される臨界値以上に留ま
るまで高域フィルタの１つ（第１図のフィルタ）に向け
て配置され、一方、上記の信号の振幅ピークが同じ臨界
値以下に下るとただちに別の高域フィルタ（第１図のフ
ィルタ５）の方向に向かう。次に同じことが逆に反復さ
れる。
その結果、位相交叉している２つの信号Ｓ＋ｌ＋”（１
）とｓａ；’（ｔ）の１つから交互に転出可能なピーク
を取出すことにより情報の損失は認められず、最終的に
、変調信号Ｍと正確に対応し、情報の全体を表わす復調
信号ＤＭが得られる。
）とｓａ；’（ｔ）の１つから交互に転出可能なピーク
を取出すことにより情報の損失は認められず、最終的に
、変調信号Ｍと正確に対応し、情報の全体を表わす復調
信号ＤＭが得られる。
とくに、周波数情報である当該の例では、復調信号は、
第８図に示すように方形波の一定周波数ｒ、の形状の検
出情報をデジタルカウンタが再生できるような信号であ
る。
第８図に示すように方形波の一定周波数ｒ、の形状の検
出情報をデジタルカウンタが再生できるような信号であ
る。
第９図に示す復調器の実施例の機能も同一である。第１
図に示す復調器との唯一の相異点は、第１図では２つの
ビート回路１よび２の出力に位置する２対のフィルタ１
０．１１と４，５の代わりに、復調器の共通出力に位置
する単一の帯域フィルタ９を有していることである。こ
の場合、制御回路８はフィルタ４と５の出力部での２つ
の信号ではなく復調器の共通出力部にて復調信号を「検
出」可能である。
図に示す復調器との唯一の相異点は、第１図では２つの
ビート回路１よび２の出力に位置する２対のフィルタ１
０．１１と４，５の代わりに、復調器の共通出力に位置
する単一の帯域フィルタ９を有していることである。こ
の場合、制御回路８はフィルタ４と５の出力部での２つ
の信号ではなく復調器の共通出力部にて復調信号を「検
出」可能である。
第９図の復調器はフィルタを省くことができるという明
白な利点を有している。しかし他方では復調器が正規の
動作に入るまでに一定の待機時間が必要である。
白な利点を有している。しかし他方では復調器が正規の
動作に入るまでに一定の待機時間が必要である。
第１図および第９図に示す実施例の組合わせを含む他の
解決も、上記の本発明の概念を変更することなく専門家
には可能であろう。
解決も、上記の本発明の概念を変更することなく専門家
には可能であろう。
第１図は本発明にもとづく同期復調器の１実施例の構成
図、第２図ないし第８図は復調器の信号の波形図、第９
図は本発明にもとづく同期復調器の別の実施例の構成図
、である。 １．２・・・ビート回路、３・・・移相器３．４，５・
・・高域フィルタ、６・・・整流子、７・・・識別回路
、８・・・制御回路。 代理人 弁理士 小 川 信 − 弁理士 野 口 賢 照 弁理士 斎下和彦
図、第２図ないし第８図は復調器の信号の波形図、第９
図は本発明にもとづく同期復調器の別の実施例の構成図
、である。 １．２・・・ビート回路、３・・・移相器３．４，５・
・・高域フィルタ、６・・・整流子、７・・・識別回路
、８・・・制御回路。 代理人 弁理士 小 川 信 − 弁理士 野 口 賢 照 弁理士 斎下和彦
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、復調されるべき変調信号が供給される第１人力と、
前記変調信号の搬送波とほぼ同一の周波数で信号が供給
される第２人力とを有する第１ビート回路より構成され
ており、前記変調信号が供給される第１人力と９０’に
等しい位相差をもつ移相器を経て同一周波数にて前記信
号が供給される第２人力とを有する第２ビート回路と、
前記第１と第２ビート回路の出力を交互に復調器の共通
出力に接続するための整流子と、前記ビート回路の出力
における信号の振幅に従って前記整流子の整流を制御す
るための動作臨界値を有する制御回路装置とにより構成
されていることを特徴とする振幅変調信号用同期復調器
。 ２、 それぞれの出力信号の高低の周波数成分を除去す
るよう前記ビート回路の出力に配置されているフィルタ
を具備することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の振幅変調信号用同期復調器。・ ３、 それぞれの出力信号の高低の周波数成分を除去す
るように復調器の前記共通出力に配置された少なくとも
１つのフィルタを具備することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の振幅変調信号用同期復調器。 ４６ 前記制御回路は前記ビート回路の出力を検出する
ように構成されていることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の振幅変調信号用同期復調器。 ５、前記制御回路は復調器の前記共通出力にて変調され
た信号を検出するように前記整流子の下流側に配置され
ていることを特徴とする特許 復調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT8324478A IT1212806B (it) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | Demodulatore sincrono per segnali modulati in ampiezza. |
| IT24478-A/83 | 1983-12-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60160208A true JPS60160208A (ja) | 1985-08-21 |
| JPH0682986B2 JPH0682986B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=11213684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59274970A Expired - Fee Related JPH0682986B2 (ja) | 1983-12-30 | 1984-12-28 | 被振幅変調信号用同期復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4631485A (ja) |
| JP (1) | JPH0682986B2 (ja) |
| KR (1) | KR930007287B1 (ja) |
| DE (1) | DE3447738C2 (ja) |
| FR (1) | FR2557745B1 (ja) |
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