JPH0682986B2 - 被振幅変調信号用同期復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は被振幅変調信号用の同期復調器に関する。

〔従来技術〕

被振幅変調信号（振幅変調された信号）の同期的な復調
は公知であり、従来型のものが広く利用されている。参
考文献としては例えばH.タウブ、D.シリング著「通信シ
ステムの原理」マグローヒル社、第３章がある。

基本理論によれば、以下の公式で表現される所与の被振
幅変調信号において、その同期的復調は、その周波数ｆ
_ｂが上記被変調信号の搬送波の周波数と等しい信号（例
えば正弦波信号）と被変調信号とを「ビート」させる
（即ち、掛算する）ことによって行われる。

即ち、 ｓ（ｔ）＝Ａ（１＋msinω_ｍｔ）（sinω_ｃｔ） ω_ｍ＝２πｆ_ｍ ω_ｃ＝２πｆ_ｃ ｆ_ｍ＝変周波数 ｆ_ｃ＝搬送波周波数 ｍ＝変調指数（０＜ｍ＜１） Ａ＝搬送波振幅 「ビート」用に用いられる信号は次の公式で表される： ｓ_ｂ＝sin（ω_ｃｔ＋φ_ｂ） φ_ｂは信号ｓ_ｂとｓ（ｔ）の搬送波との間の位相差であ
り、信号ｓ_ｂの振幅はこれまで一元的なものとみなされ
てきた。

乗算器或いはビート回路の出力は次の公式で得られる： 乗算器の出力にｆ_ｍの最高周波数をカットするフィルタ
（例えば低域通過型フィルタまたはｆ_ｍに等しい中心周
波数を有する帯域通過型フィルタ）を配置することによ
って、2f_ｃに等しい周波数の信号部はカットされ、その
結果、その代替成分は変調信号と一周波数を有する復調
信号が検出される。

しかし復調信号の振幅は被変調信号とビート用に使用さ
れる信号の間の位相差であるcosφ_ｂの値により左右さ
れる。φ_ｂ＝０（位相差が０）であるなら復調信号の振
幅は最大である。これに対しφ_ｂ＝90゜（搬送波とビー
ト用信号とが位相交差している）であるなら復調信号の
振幅は０である。前述のことからφ_ｂ＝０である必要が
生じる。即ち、ビート用に用いられる信号は被変調信号
と同一周波数であるばかりではなく同位相でもある。

被変調信号の搬送波がビート用の信号と正確に等しくは
なく、或いは２つのうちの１つが一定はなく、一定の範
囲内で変化するという事はよくあることである。このよ
うな場合、明白に搬送波の周波数ｆ_ｃとビート用の信号
の周波数ｆ_ｂは、極めてわずかなδｆ_ｃの値だけ相互に
異なっている。

そのとき信号ｓ_ｂ（ｔ）は ｓ_ｂ＝sin［（ω_ｃ＋δω_ｃ）ｔ＋φ_ｂ］ ＝sin［ω_ｃｔ＋（δω_ｃｔ＋φ_ｂ）］ δω_ｃ＝２πδｆ_ｃ しかし、周波数差は時間可変位相差を引き起こし、この
位相差は現れた信号の一種の変調へと変形し、低域通過
型フィルタでろ波された後、次の結果となる。

数学的にこれは可変振幅と周波数ｆ_ｍでの信号（正弦波
ではない）を周波数δｆ_ｃで別の信号に重ねたことに相
当する。また、信号ｓ_ｄ′（ｔ）の低周波数成分（δｆ
_ｃ）は高域通過型フィルタを経てろ波することが可能で
あり、それによって以下の公式で表される出力信号
ｓ_ｄ″（ｔ）が得られる。

φ_ｂ＝０になるように動作されてきたものとすると、こ
のような信号は所望の結果を表さず、一定の振幅ではな
く明白に時間可変振幅ピークを持っているので、この信
号は最初の変調信号に正確に相応するものである。

これは、かかる信号の検出、より正確にはその情報内容
（例えば周波数）の復調は極めて困難で不確実であるこ
とを意味するものである。何故ならば、最小値の振幅ピ
ークを有する周期には検出器での検出損、ひいては情報
の損失が含まれるからである。言い換えると、最小値ピ
ークが低すぎる場合、検出されないことがあり、ひいて
は検出器の誤りを引き起こすことがある。例えば検出器
が伝送された情報に相応する周波数とは異なる周波数を
表示したりする。このことは明らかに同一情報が誤って
再生されることにつながる。

〔発明の目的〕

上述のことに鑑み、本発明の目的は、被変調信号搬送波
と、これとビートするようにされた信号との間の周波数
差が小さい場合でも復調信号に含まれている情報を確実
に検出できる被振幅変調信号用の同期復調器を実現する
ことである。

〔発明の構成及び効果〕

本発明の被振幅変調信号用同期復調器は、復調される被
変調信号が入力される第１入力と、前記被変調信号の搬
送波とほぼ同一の周波数を有するビート信号が入力され
る第２入力とを有する第１ビート回路と、前記被変調信
号が入力される第１入力と、前記ビート信号に対して位
相を90゜ずらしたビート信号を出力する移相器を通して
移相後のビート信号が入力される第２入力とを有する第
２ビート回路と、前記第１ビート回路の出力と、前記第
２ビート回路の出力とを交互に復調器出力に接続する整
流子と、前記第１ビート回路の出力信号と前記第２ビー
ト回路の出力信号から、所定のしきい値よりも大きい振
幅を有する出力信号を交互に伝送して、復調信号を取り
出すように前記整流子の整流を制御する制御回路手段
と、前記第１ビート回路と前記第２ビート回路のそれぞ
れの出力信号の高調波成分と低周波成分とを復調器出力
から除去するフィルタ手段とから成る構成である。

言い換える本発明に基づく同期復調供給は、１つのビー
トではなく位相交叉する２つのビートを動作して、等し
い振幅で90゜移相している、つまり第１ビートの最小値
ピークが第２ビートの最大値ピークと一致し、あるいは
その逆である同数の信号ｓ_ｄ″（ｔ）を作成する。それ
ぞれの制御装置（適宜のしきい値検出器の実装）の制御
下での整流子の整流によって、常に最大値ピークを有す
る信号を選択でき、出力部で同一信号に含まれる情報報
（例えば周波数）を常に完全に且つ正確に検出するに充
分な振幅の復調信号が得られる。

適切に移相された第２ビートとより振幅が大きい信号の
交叉の選択によって、被変調信号の搬送波とビート用に
用いられる信号との周波数の一致の不正確さによる単一
のビート回路の出力と最初の変調信号との相応関係の不
完全さが補償される。

〔実施例〕

以下添付図面を参照しつつ本発明の一実施例を詳細に説
明する。

第１図を参照すると、２つのビート回路１と２とより成
る同期復調器が図示されており、第１ビート回路１は被
振幅変調信号ｓ（ｔ）が供給される第１入力および被変
調信号の搬送波と同一の周波数を有するビート信号ｓ_ｂ
が供給される第２入力を有し、第２ビート回路２は被変
調信号ｓ（ｔ）が供給される第１入力と、90゜の移相が
可能な移相器３を経た同一周波数のビート信号ｓ_ｂ′が
供給される第２入力を有している。

それぞれ低域通過型フィルタ10,11と高域通過型フィル
タ4,5を具備するビート回路1,2の出力は整流子６の方向
に向けられ、この整流子６は前記出力を復調器の共通出
力へと交互に接続する。前記復調器には適宜の情報報検
出器または識別回路で、例えば周波数検出器を接続可能
である。

整流子６はビート回路１と２から引き出されるろ波され
た信号の振幅に従って制御回路８により制御され、前記
制御回路は同一の回路の内または外側に配置された適宜
のしきい値検出器（図示せず）の前記機能を活用する。

第１図の同期復調器はその結果、次のように動作する。
第２図に示すように周波数ｆ_ｍでの変調信号Ｍ（例えば
正弦波信号）により振幅変調された周波数ｆ_ｃでの搬送
波Ｐより成る被変調信号ｓ（ｔ）は、搬送波Ｐとほぼ同
一の周波数のビート信号Ｓ_ｂを有する第１ビート回路１
と、移相器３を介して90゜移相された同一のビート信号
ｓ_ｂ′を有する第２ビート回路２で「ビート」せしめら
れる。

その結果、低域通過型フィルタ10と11を通過後のビート
回路１と２の出力には、移相交叉振幅を有する次の信号
がある。

これらの波形は第３図と第４図に図示され、周波数ｆ_ｍ
での成分（正弦波ではない）が周波数δｆ_ｃでの別の成
分に重ねられた信号である。ここでδｆ_ｃは被変調信号
の搬送波Ｐとビート信号ｓ_ｂの間の残差である。

このような信号の低周波（δｆ_ｃ）での成分は次に高域
通過型フィルタ４と５により除去され、前記フィルタの
出力には、位相交叉振幅を有する次の信号がそれぞれ存
在する。

これらの波形は第５図と第６図に図示され、変調信号と
同一周波数ｆ_ｍを有するが、最大値と最小値間で可変の
振幅ピークを有する信号である。

高域通過型フィルタ４を通過した信号ｓ_d1″（ｔ）と高
域通過型フィルタ５を通過した信号ｓ_d2″（ｔ）を、情
報検出器７に個別に入力すると情検出器７に問題を引き
起こすことは明白であり、前記検出器は最小のピークを
「検出」せず、その結果、被変調信号と共に伝送される
情報報とは基本的に一致しない変形された情報を検出し
てしまう。特に検出されるべき情報報が周波数であり、
検出器７が例えばデジタルカウンタである場合は、現れ
る情報報は、伝送された変調信号と相応する一定周波数
ｆ_ｍでの単一形波によって間隔をおかれるのではなく、
第７図に示すように空の間隔をおかれた方形パルス列に
より表わされる。

しかし整流子６が具備されており、制御回路８がこれを
２つの高域通過型フィルタ４と５のそれぞれ１つに、ひ
いてはビート回路１と２に、信号ｓ_d1″（ｔ）とｓ_d2″
（ｔ）の振幅ピークの瞬間的な値に応じて交互に向け
る。即ち、整流子６は、相対信号ｓ_ｄ″（ｔ）の振幅ピ
ーク７が制御回路８により提供されるしきい値以上に留
まるまで高域通過型フィルタの１つ（第１図のフィルタ
４）に向けて配置され、一方、上記の信号の振幅ピーク
が同じしきい値以下に下ると直ちに別の高域通過型フィ
ルタ（第１図のフィルタ５）の方向に向かう。次に同じ
ことが逆に反復される。

その結果、位相交叉している２つの信号ｓ_d1″（ｔ）と
ｓ_d2″（ｔ）の１つから交互に転出可能なピークを取り
出すことにより情報の損失は認められず、最終的に変調
信号Ｍと正確に対応し、情報の全体を表す復調信号DMが
得られる。

特に、周波数情報である当該の例では、復調信号は、第
８図に示すように方形波の一定周波数ｆ_ｍの形状の検出
情報をデジタルカウンタが再生できるような信号であ
る。

第９図に示す復調器の実施例の機能も同一である。第１
図に示す復調器との唯一の相違点は、第１図では２つの
ビート回路１および２の出力に位置する２対のフィルタ
10,11と4,5の代わりに、復調器の共通出力に位置する単
一の帯域通過型フィルタ９を有していることである。こ
の場合、制御回路８はフィルタ４と５の出力部での２つ
の信号ではなく復調器の共通出力部にて復調信号を「検
出」可能である。

第９図の復調器はフィルタを省くことができるという明
白な利点を有している。しかし他方では復調器が正規の
動作に入るまでに一定の待機時間が必要である。

第１図および第９図に示す実施例の組み合わせを含む他
の解決も、上記の本発明の概念を変更することなく専門
家には可能であろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に基づく同期復調器の一実施例の構成
図、第２図ないし第８図は復調器の信号の波形図、第９
図は本発明に基づく同期復調器の別の実施例の構成図、
である。 １……第１ビート回路、２……第２ビート回路、３……
移相器、4,5……フィルタ手段、６……整流子、８……
制御回路手段、９……フィルタ手段、10,11……フィル
タ手段、DM……復調信号、Ｐ……搬送波、ｓ_ｂ,s_ｂ′…
…ビート信号、ｓ（ｔ）……被変調信号。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】復調される被変調信号（ｓ（ｔ）が入力さ
   れる第１入力と、前記被変調信号（ｓ（ｔ）の搬送波
   （Ｐ）とほぼ同一の周波数を有するビート信号（ｓ_ｂ）
   が入力される２入力とを有する第１ビート回路（１）
   と、前記被変調信号（ｓ（ｔ））が入力される第１入力
   と、前記ビート信号（ｓ_ｂ））に対して位相を90゜ずら
   したビート信号（ｓ_ｂ′）を出力する移相器（３）を通
   して移相後のビート信号（ｓ_ｂ′）が入力される第２入
   力とを有する第２ビート回路（２）と、前記第１ビート
   回路（１）の出力と、前記第２ビート回路（２）の出力
   とを交互に復調器出力に接続する整流子（６）と、前記
   第１ビート回路の出力信号と前記第２ビート回路の出力
   信号から、所定のしきい値よりも大きい振幅を有する出
   力信号を交互に伝送して、復調信号（DM）を取り出すよ
   うに前記整流子（６）の整流を制御する制御回路手段
   （８）と、前記第１ビート回路（１）と前記第２ビート
   回路（２）のそれぞれの出力信号の高調波成分と低周波
   成分とを復調器出力から除去するフィルタ手段（4,5,1
   0,11;9）とから成る被振幅変調信号用同期復調器。
2. 【請求項２】前記フィルタ手段が、前記整流子（６）の
   前段において、前記第１ビート回路（１）の出力側と前
   記第２ビート回路（２）の出力側に配置されているフィ
   ルタ群（4,5,10,11）から成ることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載の被振幅変調信号用同期復調器。
3. 【請求項３】前記フィルタ手段が、前記整流子（６）の
   後段に配置された少なくとも１つのフィルタ（９）から
   成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の被
   振幅変調信号用同期復調器。
4. 【請求項４】前記制御回路手段（８）が、前記第１ビー
   ト回路（１）の出力信号と前記第２ビート回路（２）の
   出力信号とを検出するように、前記整流子（６）の前段
   に配置されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の被振幅変調信号用同期復調器。
5. 【請求項５】前記制御回路手段（８）が、復調信号（D
   M）を検出するように、前記整流子（６）の後段に配置
   されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
   載の被振幅変調信号用同期復調器。