JPS5944976A - 交流電源制御方式 - Google Patents
交流電源制御方式Info
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- JPS5944976A JPS5944976A JP57154526A JP15452682A JPS5944976A JP S5944976 A JPS5944976 A JP S5944976A JP 57154526 A JP57154526 A JP 57154526A JP 15452682 A JP15452682 A JP 15452682A JP S5944976 A JPS5944976 A JP S5944976A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、誘導′【（工動（六などの交流′［ＩＬ動機
の回転速度ｆｌｊｔ）御に用いられる交流ＶτＬ楓装置
、特に電流比較形インバータ方式の交流亀源装筒、に関
する。
の回転速度ｆｌｊｔ）御に用いられる交流ＶτＬ楓装置
、特に電流比較形インバータ方式の交流亀源装筒、に関
する。
例えは、誘導電動様などの交流市１動機は、構造が簡単
で寿命が永く、しかも保守か粂。易で比較的ローコスト
であるという利点が心るｆＱ Ｎ、ノ、小’＊ｌＶ、−
１ｊから大容ん：のものＧこまで広くイ・Ｊ２川されて
いるか、ダニ来はその回転速１θパｌ：効率よく制御ｉ
１１ヒ３−る方式１がなかったため用途が限られ、かつ
、辿Ｕｎｉ ｔｌｉｌ、ｌ栃］１を１１なえば使用上好
ましい月１途Ｇこおいても、上記した利点を活かすため
回転速度１１．ｉ目ｊｉｌ孕イー［なわなＩｔｚ−Ｃ゛
使用れたりしていた。
で寿命が永く、しかも保守か粂。易で比較的ローコスト
であるという利点が心るｆＱ Ｎ、ノ、小’＊ｌＶ、−
１ｊから大容ん：のものＧこまで広くイ・Ｊ２川されて
いるか、ダニ来はその回転速１θパｌ：効率よく制御ｉ
１１ヒ３−る方式１がなかったため用途が限られ、かつ
、辿Ｕｎｉ ｔｌｉｌ、ｌ栃］１を１１なえば使用上好
ましい月１途Ｇこおいても、上記した利点を活かすため
回転速度１１．ｉ目ｊｉｌ孕イー［なわなＩｔｚ−Ｃ゛
使用れたりしていた。
しかして、近年Ｇこ到り、Ｎ々の半嗜体累ニーか提供さ
れるようになり、商用電源の周波数とは％関係に任意の
周波数の出力を簡単に得ることかでさる静止形インバー
タからなる反１ＪｉＣ，’ｔ’ｉ、！、 ’／）Ｓ覧装
置？＋か現われ、誘導１℃動機などの交流゛電動機（以
下、＃ｉ’ｔ ＆こ七−タという）に供給する電ゆ１町
のＪ・５」波数を変え４）ことにより極めて効率的な回
転速ｍｌ １１ｉ制御か容易Ｇこ得られるようになって
きた。
れるようになり、商用電源の周波数とは％関係に任意の
周波数の出力を簡単に得ることかでさる静止形インバー
タからなる反１ＪｉＣ，’ｔ’ｉ、！、 ’／）Ｓ覧装
置？＋か現われ、誘導１℃動機などの交流゛電動機（以
下、＃ｉ’ｔ ＆こ七−タという）に供給する電ゆ１町
のＪ・５」波数を変え４）ことにより極めて効率的な回
転速ｍｌ １１ｉ制御か容易Ｇこ得られるようになって
きた。
そして、この１４１の某流箪源装置１６としては、従来
から、以下に説明するようなｉＰルス幅変７．ｉ、□４
（ＰＷＭ ）方式のインバータを用いた電流比較形交流
電（ｌＩｉｉ装置が知られている。
から、以下に説明するようなｉＰルス幅変７．ｉ、□４
（ＰＷＭ ）方式のインバータを用いた電流比較形交流
電（ｌＩｉｉ装置が知られている。
第１図は上記従来装置の主回路の一例で、ｌは順変換部
（交流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換部）
、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検出部、Ｉ
Ａ〜ＩＦは整流用ダイオード、５は平滑コンデンサ、２
Ａ〜２Ｆはトランジスタ。
（交流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換部）
、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検出部、Ｉ
Ａ〜ＩＦは整流用ダイオード、５は平滑コンデンサ、２
Ａ〜２Ｆはトランジスタ。
ダートφクーンオフ・サイリスタなどからなる主スイツ
チング素子、２Ｇ〜２Ｌはフライホイールダイオードで
める。
チング素子、２Ｇ〜２Ｌはフライホイールダイオードで
める。
順変換部１はダイオードＩＡ〜ＩＦからなる３相全波整
流回路で構成され、平滑コンデンサ５の端子間に平滑化
式れて脈動分の少ない直流電圧を発生する。
流回路で構成され、平滑コンデンサ５の端子間に平滑化
式れて脈動分の少ない直流電圧を発生する。
インバータ部２はブリッジ状に接続された主スイツチン
グ素子２Ａ〜２Ｆとダイオード２Ｇ〜２Ｌからなり、Ｉ
）ＷＭ方式のインバータ全構成している。
グ素子２Ａ〜２Ｆとダイオード２Ｇ〜２Ｌからなり、Ｉ
）ＷＭ方式のインバータ全構成している。
そして、これらの主スイツチング素子２八〜２Ｆのそれ
ぞれは所定のタイミングでオン−オフ制御され、これに
より順変換部１から平滑コンデンサ５全介して供給され
ている直流電圧をスイッチングしてモータ３に３相溝交
流電流を供給し、モータ３ｉ駆動する。
ぞれは所定のタイミングでオン−オフ制御され、これに
より順変換部１から平滑コンデンサ５全介して供給され
ている直流電圧をスイッチングしてモータ３に３相溝交
流電流を供給し、モータ３ｉ駆動する。
電流検出器４はモータ３の各相に流れるｆｆ＄＞７．流
を検出し、電流検出信号を発生する。
を検出し、電流検出信号を発生する。
次に、これらインバータ部２を持、成する主スイツチン
グ素子２Ａ〜２Ｆのオン争オフ制（ｉｌｌｌ １．ｇ）
行なう制御回路の一例を第２図Ｏこ示ず。なお、この例
は一般に非同期形の電圧指令方式と呼ｉ′、１れるもの
であり、第２図では１相分についてだけ示しである。
グ素子２Ａ〜２Ｆのオン争オフ制（ｉｌｌｌ １．ｇ）
行なう制御回路の一例を第２図Ｏこ示ず。なお、この例
は一般に非同期形の電圧指令方式と呼ｉ′、１れるもの
であり、第２図では１相分についてだけ示しである。
第２図において、６は誤差検出器、７Ｇ、：ｉ誤差増幅
器、８は搬送波発生器、９はＰＶ／Ｍ変調器として動作
する比較器、１０．１１は主スイツチング素子２Ａ、２
Ｂの駆動回路、１２は’ｉ＠、υ１１．・１ｉＬ圧変換
器であり、その他は第１図と同じでるる。
器、８は搬送波発生器、９はＰＶ／Ｍ変調器として動作
する比較器、１０．１１は主スイツチング素子２Ａ、２
Ｂの駆動回路、１２は’ｉ＠、υ１１．・１ｉＬ圧変換
器であり、その他は第１図と同じでるる。
誤差検出器６は電流指令値ａと電流検出器４がらフィー
ドバックされる電流検出（ｌ１１． ｂとの差の信号Ｃ
を検出し、それを誤差増幅器７に供給する働きをする。
ドバックされる電流検出（ｌ１１． ｂとの差の信号Ｃ
を検出し、それを誤差増幅器７に供給する働きをする。
従って誤差増幅器７の出力に誤差信号ｄが出力され、比
較器９にＰＷＭ変調信号として入力されることになる。
較器９にＰＷＭ変調信号として入力されることになる。
なお、電流指令値ａとしては正弦波信号、台形波信号な
どが用いられるが、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの
波形も第３図に示すようなはけ正弦波状の信号となる。
どが用いられるが、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの
波形も第３図に示すようなはけ正弦波状の信号となる。
搬送波発生器８は第３１ン１にｅで示すような三角波、
又は鋸歯状波の搬送波信月ｅを発生して比較器９＆こ入
力する働き全する。
又は鋸歯状波の搬送波信月ｅを発生して比較器９＆こ入
力する働き全する。
比較器９は信号ｄとｅを比較し、第３図に示すように（
ｄ：）ｅ ）となっているときだ目ＩＩＨＩ＋になり、
（ｄ）ｅ ）のときには°゛Ｌ”となるイ「１護；Ｓと
、この信号Ｓの罹性反転信号である侶号百を発生する働
きをする。従って、この比較器９の出力に現われる信号
Ｓ、百は誤差信号ｄをＰＷＭ化した信号となっている。
ｄ：）ｅ ）となっているときだ目ＩＩＨＩ＋になり、
（ｄ）ｅ ）のときには°゛Ｌ”となるイ「１護；Ｓと
、この信号Ｓの罹性反転信号である侶号百を発生する働
きをする。従って、この比較器９の出力に現われる信号
Ｓ、百は誤差信号ｄをＰＷＭ化した信号となっている。
駆動回路１０．１１はＰＷＭ信号Ｓ、互に応じて主スイ
ツチング素子２Ａ、２Ｂをオン・オフ駆動する働きをす
る。従って、主スイツチング素子２人と２Ｂは交互に、
−刀がオンのとぎは他方がオフするようにスイッチング
され、モータ３（第１図）に電流Ｉが供給てれることに
なる。
ツチング素子２Ａ、２Ｂをオン・オフ駆動する働きをす
る。従って、主スイツチング素子２人と２Ｂは交互に、
−刀がオンのとぎは他方がオフするようにスイッチング
され、モータ３（第１図）に電流Ｉが供給てれることに
なる。
電流・電圧変換器１２は電流検出器４で検出したモータ
３の電流■を岩わすイＨ＃！−、゛ｉを’Ｉ１１． Ｉ
’Ｅに変換し、電流検出値す孕イｌＩる働きをする。
３の電流■を岩わすイＨ＃！−、゛ｉを’Ｉ１１． Ｉ
’Ｅに変換し、電流検出値す孕イｌＩる働きをする。
従って、このｔｌ源装置１１（によれＯｌ、、電流指令
イｆ１ａと電流検出値すとの各瞬時ごとのＷ；λ部イ１
１いン（ｌに応じて主スイツチング！フ子２Ａ、２Ｂの
オンオフデユーティが変化し、こ：／’Ｌにより？ｌｆ
ｆ、 ？ｆｌｔ指令佃ａと検出電流値すとを−！ＬＩＪ
、−、、；ゼる方向のフィードバック制御が働くことに
Ｉｆす、電流指令値ａでｈえられた１１！−１時値に収
斂すイ）ように負荷１１′！、−流１のトＨ＋＋５イ１
？」を制御することができろ。
イｆ１ａと電流検出値すとの各瞬時ごとのＷ；λ部イ１
１いン（ｌに応じて主スイツチング！フ子２Ａ、２Ｂの
オンオフデユーティが変化し、こ：／’Ｌにより？ｌｆ
ｆ、 ？ｆｌｔ指令佃ａと検出電流値すとを−！ＬＩＪ
、−、、；ゼる方向のフィードバック制御が働くことに
Ｉｆす、電流指令値ａでｈえられた１１！−１時値に収
斂すイ）ように負荷１１′！、−流１のトＨ＋＋５イ１
？」を制御することができろ。
ところで、この、１、うな電源装置と１では、？ｉｉ、
ｊｌｆ’、指令値ａの瞬時値に応じて制御が行Ｔ、ｃ
われるた・ｙ）、ｉｌ＝’ｊｉ渡的な制御が行なわれた
ときや出力周波数が高くなった制御領域ＧこおいてもＤ
ｊ定の制御鞘層ｉ−保つためＧこは、充分な制御応答性
金、ｌ：ｊえてわくイ１イ・要かある。
ｊｌｆ’、指令値ａの瞬時値に応じて制御が行Ｔ、ｃ
われるた・ｙ）、ｉｌ＝’ｊｉ渡的な制御が行なわれた
ときや出力周波数が高くなった制御領域ＧこおいてもＤ
ｊ定の制御鞘層ｉ−保つためＧこは、充分な制御応答性
金、ｌ：ｊえてわくイ１イ・要かある。
例えは、電流指令値ａが正弦波てあれ（・１、その１ト
１時値ｚ’ｌ’は ’ ”” Ｉ（ｔ） ｓｉｎωｔ ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１）で与えられ、従って、その変化率は次の（２
）式で力えられる。
１時値ｚ’ｌ’は ’ ”” Ｉ（ｔ） ｓｉｎωｔ ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１）で与えられ、従って、その変化率は次の（２
）式で力えられる。
ω：２πｆ
ｆ：出力周波数
この（２）式から明らかなように、１し１詩仙ｉ＊の変
化率は、出力電流Ｉのレベルと出力周波数によって変化
し、従って、出力電流工のレベルや周波数が犬となるに
つれ、それに見合うように制御系のダインを上げ、応答
速度が早くなるようにする必要があることが判る。
化率は、出力電流Ｉのレベルと出力周波数によって変化
し、従って、出力電流工のレベルや周波数が犬となるに
つれ、それに見合うように制御系のダインを上げ、応答
速度が早くなるようにする必要があることが判る。
また、この（２）式から明らかなように、瞬時値ｉ＊の
変化率は第５図に示すように正弦波の１サイクルの間で
も変化し、図中のイ点では最大に、そして口点てＣま最
小になり、さらに電圧指令値ａがハ点で示すように過渡
的に変化したときにも極めて大きな変化率となるから、
結局、上記した電源装置では、その制御系のダインを高
め、充分な応答特性を与えておかなけＪｔは精度の良い
制御を行なうことができないのである。
変化率は第５図に示すように正弦波の１サイクルの間で
も変化し、図中のイ点では最大に、そして口点てＣま最
小になり、さらに電圧指令値ａがハ点で示すように過渡
的に変化したときにも極めて大きな変化率となるから、
結局、上記した電源装置では、その制御系のダインを高
め、充分な応答特性を与えておかなけＪｔは精度の良い
制御を行なうことができないのである。
しかして、上記した従来の制御回路においては、誤差増
幅器７のゲインを上げることＧこよりノ１ろ吸な応答特
性を制御系に力えるようＧこしていた。
幅器７のゲインを上げることＧこよりノ１ろ吸な応答特
性を制御系に力えるようＧこしていた。
しかしながら、この場合、誤差増幅器７として舘５図（
、）に示すような比例増幅器を用い７このでは、比例動
作のため定常偏差全無限大に一ノーイ〕ことかできず、
その７こめ制御誤差が残り鞘）Ｗを」二げることがう、
１ｆかしい。
、）に示すような比例増幅器を用い７このでは、比例動
作のため定常偏差全無限大に一ノーイ〕ことかできず、
その７こめ制御誤差が残り鞘）Ｗを」二げることがう、
１ｆかしい。
そこで、第５図（ｂ）に示すような比例積分増＋１１ｉ
、ｉ ４：５を用いたり、或いは単に積分補イ１晶をイ
Ｔなうように１−ると、この場合には定数の選定が難し
く、また、必ず遅れを伴なうため、設定したＬ［１、答
範囲以外では充分な応答性を与えることかでさない。
、ｉ ４：５を用いたり、或いは単に積分補イ１晶をイ
Ｔなうように１−ると、この場合には定数の選定が難し
く、また、必ず遅れを伴なうため、設定したＬ［１、答
範囲以外では充分な応答性を与えることかでさない。
従って、上記した従来の制御装置によっては、出力周波
数が高くなったとぎや過渡的なＩＪ１］御が行なわれた
とぎなどに充分な精度をイ）ノることか困ＥｌｌｌＦで
あるという欠点があった。
数が高くなったとぎや過渡的なＩＪ１］御が行なわれた
とぎなどに充分な精度をイ）ノることか困ＥｌｌｌＦで
あるという欠点があった。
また、このような電圧指令方式の制御装置によれば、出
力周波数を低くしたときのモータの騒音を少くすること
ができるという利点がめるか、制御系のゲインを上げ、
応答特性を改善すると上記した利点が損なわれ、低速時
にモータから大きな騒音が発生するようになってしまう
。従って、この点からも上記した従来の制御装置では制
御の応答性を充分に高め、高い精度で制御を行なうのが
困英１（゛であるという欠点がおった。
力周波数を低くしたときのモータの騒音を少くすること
ができるという利点がめるか、制御系のゲインを上げ、
応答特性を改善すると上記した利点が損なわれ、低速時
にモータから大きな騒音が発生するようになってしまう
。従って、この点からも上記した従来の制御装置では制
御の応答性を充分に高め、高い精度で制御を行なうのが
困英１（゛であるという欠点がおった。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、簡単
な構成で充分な応答特性なん；（、シかも出力周波数を
低くしたときにもモータからの騒音が増加する虞れのな
い交流電源の制御方式を祈供するにある。
な構成で充分な応答特性なん；（、シかも出力周波数を
低くしたときにもモータからの騒音が増加する虞れのな
い交流電源の制御方式を祈供するにある。
この目的全達成するたｙ〕、本発明は、制御系に含まれ
ているＰｗＭ変調のための搬送波の振幅を変えることに
より制御系のゲインを変化させ、応答特性を任意に制御
し得るようにした点全特徴とする。
ているＰｗＭ変調のための搬送波の振幅を変えることに
より制御系のゲインを変化させ、応答特性を任意に制御
し得るようにした点全特徴とする。
以下、本発明による交流電源制御方式の実施例を図面に
ついて説明する。
ついて説明する。
第６図は本発明の一実施例で、第２図の従来例と同じく
インバータ装置（第１図）の主スイツチング素子２Ａ〜
２Ｆの１相分についてだけ示したものであり、第２図の
従来例と同一もしくは四等の部分には同じ符号を付し、
それらの計しい説明については省略しである。
インバータ装置（第１図）の主スイツチング素子２Ａ〜
２Ｆの１相分についてだけ示したものであり、第２図の
従来例と同一もしくは四等の部分には同じ符号を付し、
それらの計しい説明については省略しである。
この第６図において、１３はアナログ掛費器、１４はパ
ターン発生器であり、その他は第２図の従来例と同じで
あイ）。
ターン発生器であり、その他は第２図の従来例と同じで
あイ）。
掛宏−器１３は搬送波発生器８からの搬送波信号ｅとパ
ターン発生器１４からのパターンイ：ｆ号ｐとを入力と
し、これらのアナログ乗算結果’Ｃ（Ｅｆ号ｅｐとして
比較器９の搬送波入力に供給する働六奮１−る。
ターン発生器１４からのパターンイ：ｆ号ｐとを入力と
し、これらのアナログ乗算結果’Ｃ（Ｅｆ号ｅｐとして
比較器９の搬送波入力に供給する働六奮１−る。
パターン発生器１４は電流指令値ａの周波数、つまり出
力電流■の周波数を指令する信号ｆ全人力とし、それに
対して所定のパターンで変化するパターン信号Ｐｋ発生
する働キヲするもので、この信号ｆに対する信号ｐのｉ
９ターンとしては例えば第７図（、）〜（ｄ）に示すよ
うなものが設定されているものである。
力電流■の周波数を指令する信号ｆ全人力とし、それに
対して所定のパターンで変化するパターン信号Ｐｋ発生
する働キヲするもので、この信号ｆに対する信号ｐのｉ
９ターンとしては例えば第７図（、）〜（ｄ）に示すよ
うなものが設定されているものである。
次に動作について説明する。
いま、ツクターン発生器１４に設定されているパターン
が第７図（ａ）に示すようになっていたとする。
が第７図（ａ）に示すようになっていたとする。
そうすると、掛算器１３に入力妊れ−Ｃいるノやターン
信号ｐは出力′電流Ｉの周波数によってレベルが変化し
、出力電流工の周波数が低いとぎ、っまりモータ３の回
転速度が低いときにはノビターン信号ｐのレベルは犬で
、出力電流工の周波数が高くなるにつれてパターン信号
ｐのレベル番よ低下してゆく。そして、掛算器１３の出
力信号ｅｐは三角波（又は鋸歯波）状の搬送波信号ｅと
パターン信号Ｐとの積であるから、結局、信号ｅｐとし
ては／Ｐターン信号ｐのレベルに応じて振幅値が変化す
る三角波信号が得られることになり、これが比較器９の
搬送波入力に供給されていることになる。
信号ｐは出力′電流Ｉの周波数によってレベルが変化し
、出力電流工の周波数が低いとぎ、っまりモータ３の回
転速度が低いときにはノビターン信号ｐのレベルは犬で
、出力電流工の周波数が高くなるにつれてパターン信号
ｐのレベル番よ低下してゆく。そして、掛算器１３の出
力信号ｅｐは三角波（又は鋸歯波）状の搬送波信号ｅと
パターン信号Ｐとの積であるから、結局、信号ｅｐとし
ては／Ｐターン信号ｐのレベルに応じて振幅値が変化す
る三角波信号が得られることになり、これが比較器９の
搬送波入力に供給されていることになる。
この結果、この実施例においては、誤差増幅器７の出力
である誤差信号ｄｉ変調入力信号として比較器９により
行なわれるふＭ動作が、出方電流■の周波数が低いとき
には比較的大振幅の搬送波信号ｏｐのもとで、・；シし
て出力ｔ１＜、流Ｉの周波数がＪ’ｔ’ｆ加するにつれ
て順次小゛振幅と７ｊってゆ＜ ｌｉｉ’ｊ送波・１５
号ｅｐのもとてそれぞれ行なわれ、これＧこよりイ゛１
られた化分Ｓ、百により電流制御が遂行されろことに
ηｔ ４ 。
である誤差信号ｄｉ変調入力信号として比較器９により
行なわれるふＭ動作が、出方電流■の周波数が低いとき
には比較的大振幅の搬送波信号ｏｐのもとで、・；シし
て出力ｔ１＜、流Ｉの周波数がＪ’ｔ’ｆ加するにつれ
て順次小゛振幅と７ｊってゆ＜ ｌｉｉ’ｊ送波・１５
号ｅｐのもとてそれぞれ行なわれ、これＧこよりイ゛１
られた化分Ｓ、百により電流制御が遂行されろことに
ηｔ ４ 。
ここで、比較器９による誤差信号ｄのＰ県４動作におけ
る搬送波信号ｅｐの振幅変化が、？（： ｉ’１．１９
するところ全第８区１ （ａ） 、 （ｂ）によって欣
、明すく）と、これらの図において、特性ｇｃ′ｉ、誤
差信号ｄの立ちＪ二ｌ’ｌ特＋ｌＬ全表わし、この特性
ｇの傾斜が誤差増’ｌｊ’ｊ ｋ’ｒン７ ？ｒ：官め
た制御系のダイン會表ゎ−ｆ′ものと７．ｃってぃ＜）
。
る搬送波信号ｅｐの振幅変化が、？（： ｉ’１．１９
するところ全第８区１ （ａ） 、 （ｂ）によって欣
、明すく）と、これらの図において、特性ｇｃ′ｉ、誤
差信号ｄの立ちＪ二ｌ’ｌ特＋ｌＬ全表わし、この特性
ｇの傾斜が誤差増’ｌｊ’ｊ ｋ’ｒン７ ？ｒ：官め
た制御系のダイン會表ゎ−ｆ′ものと７．ｃってぃ＜）
。
そこで、いよ、出力電流工の周θ′ｊ、数が比較的低く
、そのためパターン信号ｐのレベルが搬送波イ、−ｆ号
ｅの振幅に等しい状“態（これをｐ＝１とする）にあっ
たとする。そうすると、このときの信号ｅｐ（つ振幅（
ま例えば１になり、この状態は第８図（、）に示すよう
になる。
、そのためパターン信号ｐのレベルが搬送波イ、−ｆ号
ｅの振幅に等しい状“態（これをｐ＝１とする）にあっ
たとする。そうすると、このときの信号ｅｐ（つ振幅（
ま例えば１になり、この状態は第８図（、）に示すよう
になる。
この状態にあるとさ、時刻ｔｏがら誤差信号ｄが特性ｇ
に従って立ち上ったとすｔＬば、比較器９によってＰＷ
Ｍされた信号Ｓ、Ｓにより出力電流工が最大値に達する
のは信号ｄのレベルが信号ｅｐ の最大振幅値に等し
くなったときであるから、第８図（、）にわいて時刻ｔ
ｏからＴ１時間経過後の時刻１１においてであり、この
ときには出力電流工が成る値から最大値に達するまでに
Ｔ、時間、つ丁り搬送波信号ｅの５サイクル期間を要し
ていることになる。
に従って立ち上ったとすｔＬば、比較器９によってＰＷ
Ｍされた信号Ｓ、Ｓにより出力電流工が最大値に達する
のは信号ｄのレベルが信号ｅｐ の最大振幅値に等し
くなったときであるから、第８図（、）にわいて時刻ｔ
ｏからＴ１時間経過後の時刻１１においてであり、この
ときには出力電流工が成る値から最大値に達するまでに
Ｔ、時間、つ丁り搬送波信号ｅの５サイクル期間を要し
ていることになる。
次に、出力％、流工の周波数がかなり１ν、５ （、従
ってそれに対応して信号ｆのレベルも大きくなっていて
、この結果、パターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの
≠（これをｐ ＝ ０．５とする）になったとする。そ
うすると、このとぎには８Ｒ８図（ｂ） Ｇこ示すよう
にイハ号ｅｐの振幅は例えば０．５となっている。
ってそれに対応して信号ｆのレベルも大きくなっていて
、この結果、パターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの
≠（これをｐ ＝ ０．５とする）になったとする。そ
うすると、このとぎには８Ｒ８図（ｂ） Ｇこ示すよう
にイハ号ｅｐの振幅は例えば０．５となっている。
そして、この状態で同じく時刻１ｏで誤差信号ｄが特性
ｇのように立ち上ったとすれば、このときに出力電流Ｉ
が最大値に達するのは１２時間経過後の時刻ｔ２におい
てでるり、信号ｅｐの２．５サイクル期間で成る値から
最大値−二連することになり、このとぎには第８図（、
）の場合のＡの時間で出方電流Ｉを最小値から最大値に
まで制御できることになる。
ｇのように立ち上ったとすれば、このときに出力電流Ｉ
が最大値に達するのは１２時間経過後の時刻ｔ２におい
てでるり、信号ｅｐの２．５サイクル期間で成る値から
最大値−二連することになり、このとぎには第８図（、
）の場合のＡの時間で出方電流Ｉを最小値から最大値に
まで制御できることになる。
ところで、この第８図の（、）の場合でも、（ｂ）の嚇
合でも、変化したのは比較器９に搬送波として供給して
いる信号＠ｐの振幅たけで、誤差増ｑ’ｉ；ｆ器７を含
む他の制御系で与えられていイ）ケ゛インを表わす特性
ｇについてはいずれの場合も全く同じで変化していない
・ 一方、出力電流Ｉ Ｔ［”最小値から最大１１ｈにまで
制御するのに要する時間がｐ、’ ８じ１（１）で示し
た場合に対して同図（ｂ）で示した場合では’／２にな
っているということは、制御系全体での見掛上のダイン
が第８図（ｂ）の場合は同図（ａ）の場合の２倍になっ
ているということである。。
合でも、変化したのは比較器９に搬送波として供給して
いる信号＠ｐの振幅たけで、誤差増ｑ’ｉ；ｆ器７を含
む他の制御系で与えられていイ）ケ゛インを表わす特性
ｇについてはいずれの場合も全く同じで変化していない
・ 一方、出力電流Ｉ Ｔ［”最小値から最大１１ｈにまで
制御するのに要する時間がｐ、’ ８じ１（１）で示し
た場合に対して同図（ｂ）で示した場合では’／２にな
っているということは、制御系全体での見掛上のダイン
が第８図（ｂ）の場合は同図（ａ）の場合の２倍になっ
ているということである。。
従って、この実施例において、信号ｅｐの振幅、つまり
比較器９に入力する搬送波信号の振幅に変化を与えるこ
との意味１−るところは、これにより制御系全体の見掛
上のダインが変化し、応答特性を制御１−ることかでき
ることを表わしている。
比較器９に入力する搬送波信号の振幅に変化を与えるこ
との意味１−るところは、これにより制御系全体の見掛
上のダインが変化し、応答特性を制御１−ることかでき
ることを表わしている。
この結果、上記実施例によれば、電流指令値ａの周波数
、つまり出力電流Ｉの周波数に応じて制御系のゲインが
自動的に制御され、出力Ｙコ流工の周波数が低いときＧ
こはそれに合わせて制御系の応答特性も遅くなり、出力
電流工の周波数が高くなればそれに対応して制御系の応
答特性が早くなるため、全ての出力周波数範囲にわブご
って常に最適な応答特性が得られ、低速回転制御時にお
けるモータ３の騒音を増加させることなく、高い周波数
範囲での精度よい制御を行なうことができる。
、つまり出力電流Ｉの周波数に応じて制御系のゲインが
自動的に制御され、出力Ｙコ流工の周波数が低いときＧ
こはそれに合わせて制御系の応答特性も遅くなり、出力
電流工の周波数が高くなればそれに対応して制御系の応
答特性が早くなるため、全ての出力周波数範囲にわブご
って常に最適な応答特性が得られ、低速回転制御時にお
けるモータ３の騒音を増加させることなく、高い周波数
範囲での精度よい制御を行なうことができる。
なお、第８図（、） 、 （ｂ）では、出力電流Ｉｆ増
加させる方向の制御についてだけ示したが、減少させる
方向の制御Ｇこついても全く同様ＩＪこと番まいつまで
もない。
加させる方向の制御についてだけ示したが、減少させる
方向の制御Ｇこついても全く同様ＩＪこと番まいつまで
もない。
また、パターン発生器１４の特性について第７図（ａ）
〜（ｂ）に示したのはいずれも単なる例示にすぎず、必
要に応じて任意に設定し、それにより独特ノ効果が任意
に期待可能なことはいうまでもない。
〜（ｂ）に示したのはいずれも単なる例示にすぎず、必
要に応じて任意に設定し、それにより独特ノ効果が任意
に期待可能なことはいうまでもない。
ところで、以上の実施例では、パターン発生器１４に入
力する信号全電流指令値ａの周波数、つまり出力周波数
を表わす信号ｆとし、これにより出力周波数に応じて搬
送波信号Ｃの振１１’ｔｉ！ ’ｃ変えて応答特性全自
動的に制御するようにしているが、本発明はこれに限ら
ず実施可能であり、このパターン発生器１４に入力すべ
き′信−けとしては」二記出力周波数を表わす信号以外
Ｇこ、 （１） 出力電流Ｉｔ表わす信号 （２） 出力周波数と出力電流工の両方全表わす信号 （３） モータ３のトルクを表わす信号などの適用が
可能であり、それぞれ心数に応じて任意に選択すればよ
い。
力する信号全電流指令値ａの周波数、つまり出力周波数
を表わす信号ｆとし、これにより出力周波数に応じて搬
送波信号Ｃの振１１’ｔｉ！ ’ｃ変えて応答特性全自
動的に制御するようにしているが、本発明はこれに限ら
ず実施可能であり、このパターン発生器１４に入力すべ
き′信−けとしては」二記出力周波数を表わす信号以外
Ｇこ、 （１） 出力電流Ｉｔ表わす信号 （２） 出力周波数と出力電流工の両方全表わす信号 （３） モータ３のトルクを表わす信号などの適用が
可能であり、それぞれ心数に応じて任意に選択すればよ
い。
なお、以上の実施例はいずれも本発明の例示にすぎず、
従って、本発明の目的が達せられる範囲内で任意の変形
が可能なことはいうまでもなく、例えば、電気的な信号
で直接出力信号の振幅制御が可能な搬送波発生器音用い
れば掛算器１３は必ずしも設ける必要はなく、パターン
発生器１４についても必要とする制御特性によっては必
ずしも設ける必要はない。
従って、本発明の目的が達せられる範囲内で任意の変形
が可能なことはいうまでもなく、例えば、電気的な信号
で直接出力信号の振幅制御が可能な搬送波発生器音用い
れば掛算器１３は必ずしも設ける必要はなく、パターン
発生器１４についても必要とする制御特性によっては必
ずしも設ける必要はない。
以上説明したように、本発明によれば、ＰＷＭのための
搬送波信号の振幅全変化させるようにするという簡単な
構成で焚流市１源の応答特性を任意に制御することがで
きるから、従来技術の欠点を除き、出力周波数や出力電
流などの運転条件の広い範囲にわたる変化に対して常に
最適な応答特性が自動的に得られ、モータの駆動用に適
用して低速回転時でのモータの騒音を低く保ちなから窩
速回転時にも充分な精度で制御を行なうことが可能な交
流電源制御方式を容易に提供することができる。
搬送波信号の振幅全変化させるようにするという簡単な
構成で焚流市１源の応答特性を任意に制御することがで
きるから、従来技術の欠点を除き、出力周波数や出力電
流などの運転条件の広い範囲にわたる変化に対して常に
最適な応答特性が自動的に得られ、モータの駆動用に適
用して低速回転時でのモータの騒音を低く保ちなから窩
速回転時にも充分な精度で制御を行なうことが可能な交
流電源制御方式を容易に提供することができる。
第１図はインバータを用いた電流比較形交流電源装置の
主回路の一例を示す回路図、ｌ’ｌ’２ンＩは同じくそ
の制御回路の従来例を示す回路図、第３図はその動作説
明用のタイミングチャート、第４図は同じく波形図、第
５図（ａ） ｐ （ｂ）はいずｔｌも誤差増幅器の一例
を示す回路図、第６図は本発明による交流電源制御方式
の一実施例を示す回路図、第７図（、）〜（ｄ）はいず
れも・やターン発生器の特性■１、第８図（ａ） 、
（ｂ）はいずれも本発明の動作をｉｌｌに四するための
波形図である。 ２Ａ、２Ｂ・・・主スイツチング素子、３・・・交流モ
ータ、４・・・電流検出器、６・・・誤差検出器、７・
・・誤差増幅器、８・・・搬送波発生器、９・・・比較
器（ＰＷＭ変調器）、］’０．１１・・・駆動回路、１
２・・・電流・電圧変換器、１３・・・掛η器、１４・
・・・やターン発生器。 オＩＺ ！ ？ 才３図 牙４ｊ２１ ’？旨？ （θ）
訪ン７ （（２） ′７″Ｂ ＣＤ）
主回路の一例を示す回路図、ｌ’ｌ’２ンＩは同じくそ
の制御回路の従来例を示す回路図、第３図はその動作説
明用のタイミングチャート、第４図は同じく波形図、第
５図（ａ） ｐ （ｂ）はいずｔｌも誤差増幅器の一例
を示す回路図、第６図は本発明による交流電源制御方式
の一実施例を示す回路図、第７図（、）〜（ｄ）はいず
れも・やターン発生器の特性■１、第８図（ａ） 、
（ｂ）はいずれも本発明の動作をｉｌｌに四するための
波形図である。 ２Ａ、２Ｂ・・・主スイツチング素子、３・・・交流モ
ータ、４・・・電流検出器、６・・・誤差検出器、７・
・・誤差増幅器、８・・・搬送波発生器、９・・・比較
器（ＰＷＭ変調器）、］’０．１１・・・駆動回路、１
２・・・電流・電圧変換器、１３・・・掛η器、１４・
・・・やターン発生器。 オＩＺ ！ ？ 才３図 牙４ｊ２１ ’？旨？ （θ）
訪ン７ （（２） ′７″Ｂ ＣＤ）
Claims (1)
- １、 出力型ＤＩし指令値と出力電流検出値との差の信
号を入力とする増幅器と、該増幅器の出力１昌号を変ル
１１４人力とする／Ｆルス幅変調器とｋ イ４ｉｆ ：
Ｚ、・主スイツチング素子のパルス幅変調スイッチング
により出力電流の瞬時値を出力′電流指令値の１ト￥時
値に応じて制御するようにした′４℃流比較形インバー
タ装置ね′、において、上記パルス幅変調器に供給する
搬送波の振幅を制御１−る手段を設け、上記インバータ
装置１ｑの電流制御応答特性全任意に制御し得るように
（１り成したことを！ｈ徴とする交流電源制御方式。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154526A JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
| DE8383108767T DE3370107D1 (en) | 1982-09-07 | 1983-09-06 | Control apparatus for ac motors |
| EP83108767A EP0105215B1 (en) | 1982-09-07 | 1983-09-06 | Control apparatus for ac motors |
| CA000436184A CA1204150A (en) | 1982-09-07 | 1983-09-07 | Control apparatus for ac motors |
| US06/530,101 US4516065A (en) | 1982-09-07 | 1983-09-07 | Control apparatus for AC motors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154526A JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5944976A true JPS5944976A (ja) | 1984-03-13 |
| JPH06101934B2 JPH06101934B2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=15586179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57154526A Expired - Lifetime JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06101934B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS639109A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | リング状樹脂磁石の製造法 |
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5061621A (ja) * | 1973-10-02 | 1975-05-27 |
-
1982
- 1982-09-07 JP JP57154526A patent/JPH06101934B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5061621A (ja) * | 1973-10-02 | 1975-05-27 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS639109A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | リング状樹脂磁石の製造法 |
| JPH0439214B2 (ja) * | 1986-06-30 | 1992-06-26 | ||
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06101934B2 (ja) | 1994-12-12 |
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