JPH06101934B2 - 交流電源制御方式 - Google Patents
交流電源制御方式Info
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- JPH06101934B2 JPH06101934B2 JP57154526A JP15452682A JPH06101934B2 JP H06101934 B2 JPH06101934 B2 JP H06101934B2 JP 57154526 A JP57154526 A JP 57154526A JP 15452682 A JP15452682 A JP 15452682A JP H06101934 B2 JPH06101934 B2 JP H06101934B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、誘導電動機などの交流電動機の回転速度制御
に用いられる交流電源装置、特に交流比較形インバータ
方式の交流電源装置に関する。
に用いられる交流電源装置、特に交流比較形インバータ
方式の交流電源装置に関する。
例えば、誘導電動機などの交流電動機は、構造が簡単で
寿命が永く、しかも保守が容易で比較的ローコストであ
るという利点があるため、小容量か大容量のものにまで
広く使用されているが、従来はその回転速度を効率よく
制御する方式がなかつたため用途が限られ、かつ、速度
制御を行なえば使用上好ましい用途においても、上記し
た利点を活かすため回転速度制御を行なわないで使用さ
れたりしていた。
寿命が永く、しかも保守が容易で比較的ローコストであ
るという利点があるため、小容量か大容量のものにまで
広く使用されているが、従来はその回転速度を効率よく
制御する方式がなかつたため用途が限られ、かつ、速度
制御を行なえば使用上好ましい用途においても、上記し
た利点を活かすため回転速度制御を行なわないで使用さ
れたりしていた。
しかして、近年に到り、種々の半導体素子が提供される
ようになり、商用電源の周波数とは無関係に任意の周波
数の出力を簡単に得ることができる静止形インバータか
らなる交流電源装置が現われ、誘導電動機などの交流電
動機（以下、単にモータという）に供給する電源の周波
数を変えることにより極めて効率的な回転速度制御が容
易に得られるようになつてきた。
ようになり、商用電源の周波数とは無関係に任意の周波
数の出力を簡単に得ることができる静止形インバータか
らなる交流電源装置が現われ、誘導電動機などの交流電
動機（以下、単にモータという）に供給する電源の周波
数を変えることにより極めて効率的な回転速度制御が容
易に得られるようになつてきた。
そして、この種の交流電源装置としては、従来から、以
下に説明するようなパルス幅変調（PWM）方式のインバ
ータを用いた電流比較形交流電源装置が知られている。
下に説明するようなパルス幅変調（PWM）方式のインバ
ータを用いた電流比較形交流電源装置が知られている。
第１図は上記従来装置の主回路の一例で、１は順変換部
（交流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換
部）、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検出
部、1A〜1Fは整流用ダイオード、５は平滑コンデンサ、
2A〜2Fはトランジスタ，ゲート・ターンオフ・サイリス
タなどからなる主スイツチング素子、2G〜2Lはフライホ
イールダイオードである。
（交流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換
部）、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検出
部、1A〜1Fは整流用ダイオード、５は平滑コンデンサ、
2A〜2Fはトランジスタ，ゲート・ターンオフ・サイリス
タなどからなる主スイツチング素子、2G〜2Lはフライホ
イールダイオードである。
順変換部１はダイオード1A〜1Fからなる３相全波整流回
路で構成され、平滑コンデンサ５の端子間に平滑化され
て脈動分の少ない直流電圧を発生する。
路で構成され、平滑コンデンサ５の端子間に平滑化され
て脈動分の少ない直流電圧を発生する。
インバータ部２はブリツジ状に接続された主スイツチン
グ素子2A〜2Fとダイオード2G〜2Lからなり、PWM方式の
インバータを構成している。そして、これらの主スイツ
チング素子2A〜2Fのそれぞれは所定のタイミングでオン
・オフ制御され、これにより順変換部１から平滑コンデ
ンサ５を介して供給されている直流電圧をスイツチング
してモータ３に３相PWM交流電流を供給し、モータ３を
駆動する。
グ素子2A〜2Fとダイオード2G〜2Lからなり、PWM方式の
インバータを構成している。そして、これらの主スイツ
チング素子2A〜2Fのそれぞれは所定のタイミングでオン
・オフ制御され、これにより順変換部１から平滑コンデ
ンサ５を介して供給されている直流電圧をスイツチング
してモータ３に３相PWM交流電流を供給し、モータ３を
駆動する。
電流検出器４はモータ３の各相の流れる電流を検出し、
電流検出信号を発生する。
電流検出信号を発生する。
次に、これらインバータ部２を構成する主スイツチング
素子2A〜2Fのオン・オフ制御を行なう制御回路の一例を
第２図に示す。なお、この例は一般に非同期形の電圧指
令方式と呼ばれるものであり、第２図では１相分につい
てだけ示してある。
素子2A〜2Fのオン・オフ制御を行なう制御回路の一例を
第２図に示す。なお、この例は一般に非同期形の電圧指
令方式と呼ばれるものであり、第２図では１相分につい
てだけ示してある。
第２図において、６は誤差検出器、７は誤差増幅器、８
は搬送波発生器、９はPWM変調器として動作する比較
器、10,11は主スイツチング素子2A,2Bの駆動回路、12は
電流・電圧変換器であり、その他は第１図と同じであ
る。
は搬送波発生器、９はPWM変調器として動作する比較
器、10,11は主スイツチング素子2A,2Bの駆動回路、12は
電流・電圧変換器であり、その他は第１図と同じであ
る。
誤差検出器６は電流指令値ａと電流検出器４からフイー
ドバツクされる電流検出値ｂとの差の信号ｃを検出し、
それを誤差増幅器７に供給する働きをする。従つて誤差
増幅器７の出力に誤差信号ｄが出力され、比較器９にPW
M変調信号として入力されることになる。なお、電流指
令値ａとしては正弦波信号、台形波信号などが用いられ
るが、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの波形も第３図
に示すようなほぼ正弦波状の信号となる。
ドバツクされる電流検出値ｂとの差の信号ｃを検出し、
それを誤差増幅器７に供給する働きをする。従つて誤差
増幅器７の出力に誤差信号ｄが出力され、比較器９にPW
M変調信号として入力されることになる。なお、電流指
令値ａとしては正弦波信号、台形波信号などが用いられ
るが、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの波形も第３図
に示すようなほぼ正弦波状の信号となる。
搬送波発生器８は第３図にｅで示すような三角波、又は
鋸歯状波の搬送波信号ｅを発生して比較器９に入力する
働きをする。
鋸歯状波の搬送波信号ｅを発生して比較器９に入力する
働きをする。
比較器９は信号ｄとｅを比較し、第３図に示すように
（ｄ＞ｅ）となつているときだけ“H"になり、（ｄ＜
ｅ）のときには“L"となる信号Ｓと、この信号Ｓの極性
反転信号である信号を発生する働きをする。従つて、
この比較器９の出力に現われる信号S,は誤差信号ｄを
PWM化した信号となつている。
（ｄ＞ｅ）となつているときだけ“H"になり、（ｄ＜
ｅ）のときには“L"となる信号Ｓと、この信号Ｓの極性
反転信号である信号を発生する働きをする。従つて、
この比較器９の出力に現われる信号S,は誤差信号ｄを
PWM化した信号となつている。
駆動回路10,11はPWM信号S,に応じて主スイツチング素
子2A,2Bをオン・オフ駆動する働きをする。従つて、主
スイツチング素子2Aと2Bは交互に、一方がオンのときは
他方がオフするようにスイツチングされ、モータ３（第
１図）に電流Ｉが供給されることになる。
子2A,2Bをオン・オフ駆動する働きをする。従つて、主
スイツチング素子2Aと2Bは交互に、一方がオンのときは
他方がオフするようにスイツチングされ、モータ３（第
１図）に電流Ｉが供給されることになる。
電流・電圧変換器12は電流検出器４で検出したモータ３
の電流Ｉを表わす信号ｉを電圧に変換し、電流検出値ｂ
を得る働きをする。
の電流Ｉを表わす信号ｉを電圧に変換し、電流検出値ｂ
を得る働きをする。
従つて、この電源装置によれば、電流指令値ａと電流検
出値ｂとの各瞬時ごとの誤差信号ｄに応じて主スイツチ
ング素子2A,2Bのオンオフデユーテイが変化し、これに
より電流指令値ａと検出電流値ｂとを一致させる方向の
フイードバツク制御が働くことになり、電流指令値ａで
与えられた瞬時値に収斂するように負荷電流Ｉの瞬時値
を制御することができる。
出値ｂとの各瞬時ごとの誤差信号ｄに応じて主スイツチ
ング素子2A,2Bのオンオフデユーテイが変化し、これに
より電流指令値ａと検出電流値ｂとを一致させる方向の
フイードバツク制御が働くことになり、電流指令値ａで
与えられた瞬時値に収斂するように負荷電流Ｉの瞬時値
を制御することができる。
ところで、このような電源装置では、電流指令値ａの瞬
時値に応じて制御が行なわれるため、出力周波数、つま
り電流指令値ａの周波数が高くなった領域においても、
所定の制御精度を保持しておくためには、この周波数が
高くなった領域においても、充分な制御応答性が得られ
るように、制御系のゲインを高くしておく必要がある。
時値に応じて制御が行なわれるため、出力周波数、つま
り電流指令値ａの周波数が高くなった領域においても、
所定の制御精度を保持しておくためには、この周波数が
高くなった領域においても、充分な制御応答性が得られ
るように、制御系のゲインを高くしておく必要がある。
そこで、上述した従来の制御回路においては、予め誤差
増幅器７のゲインを上げておき、これにより、周波数が
高くなった領域においても、充分な制御応答性が得られ
るようにしていた。
増幅器７のゲインを上げておき、これにより、周波数が
高くなった領域においても、充分な制御応答性が得られ
るようにしていた。
しかしながら、この場合、誤差増幅器７として、第４図
（ａ）に示すような比例増幅器を用いたのでは、比較動
作のため、定常偏差を無限大にすることができず、この
ため、制御誤差が残ってしまうので、充分に精度が上げ
ることができない。
（ａ）に示すような比例増幅器を用いたのでは、比較動
作のため、定常偏差を無限大にすることができず、この
ため、制御誤差が残ってしまうので、充分に精度が上げ
ることができない。
そこで、第４図（ｂ）に示すような比例微分増幅器を用
いたり、或いは単に積分補償を行なうようにすると、こ
の場合には、定数の設定が難しく、また、必ず遅れを伴
うことことになってしまうため、設定した応答範囲以外
では充分な応答性を与えることができない。
いたり、或いは単に積分補償を行なうようにすると、こ
の場合には、定数の設定が難しく、また、必ず遅れを伴
うことことになってしまうため、設定した応答範囲以外
では充分な応答性を与えることができない。
一方、このような電流指令方式の制御装置によれば、出
力周波数を低くしたときのモータの騒音を少なくするこ
とができるという利点があるが、従来技術のように、応
答特性を改善するため制御系のゲインを上げた場合に
は、周波数が高い領域ではよいが、出力周波数が低い領
域では上記利点が失われ、低速時にモータから大きな騒
音が発生するようになってしまう。
力周波数を低くしたときのモータの騒音を少なくするこ
とができるという利点があるが、従来技術のように、応
答特性を改善するため制御系のゲインを上げた場合に
は、周波数が高い領域ではよいが、出力周波数が低い領
域では上記利点が失われ、低速時にモータから大きな騒
音が発生するようになってしまう。
従って、上記従来技術では、制御の応答性を充分に高
め、高い精度での制御を得るのが困難であるという欠点
があった。
め、高い精度での制御を得るのが困難であるという欠点
があった。
〔発明の目的〕 本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、簡単
な構成で充分な応答特性が与えられ、しかも出力周波数
を低くしたときにも、モータからの騒音が増加する虞れ
のない交流電源の制御方式を提供することにある。
な構成で充分な応答特性が与えられ、しかも出力周波数
を低くしたときにも、モータからの騒音が増加する虞れ
のない交流電源の制御方式を提供することにある。
この目的を達成するため、本発明は、制御系のゲイン
を、出力電流の周波数に応じて変化させるようにし、こ
のとき、本発明では、さらに、制御系に含まれているPW
M変調器の変調感度を変えることにより、上記制御系で
のゲインの変化が得られるちょうにした点を特徴とす
る。
を、出力電流の周波数に応じて変化させるようにし、こ
のとき、本発明では、さらに、制御系に含まれているPW
M変調器の変調感度を変えることにより、上記制御系で
のゲインの変化が得られるちょうにした点を特徴とす
る。
以下、本発明による交流電源制御方式の実施例を図面に
ついて説明する。
ついて説明する。
第５図は本発明の一実施例で、第２図の従来例と同じく
インバータ装置（第１図）の主スイツチング素子2A〜2F
の１相分についてだけ示したものであり、第２図の従来
例と同一もしくは同等の部分には同じ符号を付し、それ
らの詳しい説明については省略してある。
インバータ装置（第１図）の主スイツチング素子2A〜2F
の１相分についてだけ示したものであり、第２図の従来
例と同一もしくは同等の部分には同じ符号を付し、それ
らの詳しい説明については省略してある。
この第５図において、13はアナログ掛算器、14はパター
ン発生器であり、その他は第２図の従来例と同じであ
る。
ン発生器であり、その他は第２図の従来例と同じであ
る。
掛算器13は搬送波発生器８からの搬送波信号ｅとパター
ン発生器14からのパターン信号ｐとを入力し、これらの
アナログ乗算結果を信号epとして比較器９の搬送波入力
に供給する働きをする。
ン発生器14からのパターン信号ｐとを入力し、これらの
アナログ乗算結果を信号epとして比較器９の搬送波入力
に供給する働きをする。
パターン発生器14は電流指令値ａの周波数、つまり出力
電流Ｉの周波数を指令する信号ｆを入力とし、それに対
して所定のパターンで変化するパターン信号ｐを発生す
る働きをするもので、この信号ｆに対する信号ｐのパタ
ーンとしては例えば第６図（ａ）〜（ｃ）に示すような
ものが設定されているものである。
電流Ｉの周波数を指令する信号ｆを入力とし、それに対
して所定のパターンで変化するパターン信号ｐを発生す
る働きをするもので、この信号ｆに対する信号ｐのパタ
ーンとしては例えば第６図（ａ）〜（ｃ）に示すような
ものが設定されているものである。
次に動作について説明する。
いま、パターン発生器14に設定されているパターンが第
６図（ａ）に示すようになつていたとする。
６図（ａ）に示すようになつていたとする。
そうすると、掛算器13に入力されているパターン信号ｐ
は出力電流Ｉの周波数によつてレベルが変化し、出力電
流Ｉの周波数が低いとき、つまりモータ３の回転速度が
低いときにはパターン信号ｐのレベルは大で、出力電流
Ｉの周波数が高くなるにつれてパターン信号ｐのレベル
は低下してゆく。そして、掛算器13の出力信号epは三角
波（又は鋸歯波）状の搬送波信号ｅとパターン信号Ｐと
の積であるから、結局、信号epとしてはパターン信号ｐ
のレベルに応じて振幅値が変化する三角波信号が得られ
ることになり、これが比較器９の搬送波入力に供給され
ていることになる。
は出力電流Ｉの周波数によつてレベルが変化し、出力電
流Ｉの周波数が低いとき、つまりモータ３の回転速度が
低いときにはパターン信号ｐのレベルは大で、出力電流
Ｉの周波数が高くなるにつれてパターン信号ｐのレベル
は低下してゆく。そして、掛算器13の出力信号epは三角
波（又は鋸歯波）状の搬送波信号ｅとパターン信号Ｐと
の積であるから、結局、信号epとしてはパターン信号ｐ
のレベルに応じて振幅値が変化する三角波信号が得られ
ることになり、これが比較器９の搬送波入力に供給され
ていることになる。
この結果、この実施例においては、誤差増幅器７の出力
である誤差信号ｄを変調入力信号として比較器９により
行なわれるPWM動作が、出力電流Ｉの周波数が低いとき
には比較的大振幅の搬送波信号epのもとで、そして出力
電流Ｉの周波数が増加するにつれて順次小振幅となつて
ゆく搬送波信号epのもとでそれぞれ行なわれ、これによ
り得られた信号S,により電流制御が遂行されることに
なる。
である誤差信号ｄを変調入力信号として比較器９により
行なわれるPWM動作が、出力電流Ｉの周波数が低いとき
には比較的大振幅の搬送波信号epのもとで、そして出力
電流Ｉの周波数が増加するにつれて順次小振幅となつて
ゆく搬送波信号epのもとでそれぞれ行なわれ、これによ
り得られた信号S,により電流制御が遂行されることに
なる。
ここで、比較器９による誤差信号ｄのPWM動作における
搬送波信号epの振幅変化が意味するところを第７図
（ａ），（ｂ）によつて説明すると、これらの図におい
て、特性ｇは誤差信号ｄの立ち上り特性を表わし、この
特性ｇの傾斜が誤差増幅器７を含めた制御系のゲインを
表わすものとなつている。
搬送波信号epの振幅変化が意味するところを第７図
（ａ），（ｂ）によつて説明すると、これらの図におい
て、特性ｇは誤差信号ｄの立ち上り特性を表わし、この
特性ｇの傾斜が誤差増幅器７を含めた制御系のゲインを
表わすものとなつている。
そこで、いま、出力電流Ｉの周波数が比較的低く、その
ためパターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの振幅に等
しい状態（これをｐ＝１とする）にあつたとする。そう
すると、このときの信号epの振幅は例えば１になり、こ
の状態は第８図（ａ）に示すようになる。
ためパターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの振幅に等
しい状態（これをｐ＝１とする）にあつたとする。そう
すると、このときの信号epの振幅は例えば１になり、こ
の状態は第８図（ａ）に示すようになる。
この状態にあるとき、時刻t0から誤差信号ｄが特性ｇに
従って立ち上つたとすれば、比較器９によつてPWM化さ
れた信号S,により出力電流Ｉが最大値に達するのは信
号ｄのレベルが信号epの最大振幅値に等しくなつたとき
であるから、第７図（ａ）において時刻t0からT1時間経
過後の時刻t1においてであり、このときには出力電流Ｉ
が或る値から最大値に達するまでにT1時間、つまり搬送
波信号ｅの５サイクル期間を要していることになる。
従って立ち上つたとすれば、比較器９によつてPWM化さ
れた信号S,により出力電流Ｉが最大値に達するのは信
号ｄのレベルが信号epの最大振幅値に等しくなつたとき
であるから、第７図（ａ）において時刻t0からT1時間経
過後の時刻t1においてであり、このときには出力電流Ｉ
が或る値から最大値に達するまでにT1時間、つまり搬送
波信号ｅの５サイクル期間を要していることになる。
次に、出力電流Ｉの周波数がかなり高く、従つてそれに
対応して信号ｆのレベルも大きくなつていて、この結
果、パターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの1/2（こ
れをｐ＝0.5とする）になつたとする。そうすると、こ
のときには第７図（ｂ）に示すように信号epの振幅は例
えば0.5となつている。
対応して信号ｆのレベルも大きくなつていて、この結
果、パターン信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの1/2（こ
れをｐ＝0.5とする）になつたとする。そうすると、こ
のときには第７図（ｂ）に示すように信号epの振幅は例
えば0.5となつている。
そして、この状態で同じく時刻t0で誤差信号ｄが特性ｇ
のように立ち上つたとすれば、このときに出力電流Ｉが
最大値にたっするのはT2時間経過後の時刻t2においてで
あり、信号epの2.5サイクル期間で或る値から最大値に
達することになり、このときには第７図（ａ）の場合の
1/2の時間で出力電流Ｉを最小値から最大値にまで制御
できることになる。
のように立ち上つたとすれば、このときに出力電流Ｉが
最大値にたっするのはT2時間経過後の時刻t2においてで
あり、信号epの2.5サイクル期間で或る値から最大値に
達することになり、このときには第７図（ａ）の場合の
1/2の時間で出力電流Ｉを最小値から最大値にまで制御
できることになる。
ところで、この第７図（ａ）の場合でも、（ｂ）の場合
でも、変化したのは比較器９に搬送波として供給してい
る信号epの振幅だけで、誤差振幅器７を含む他の制御系
で与えられるゲインを表わす特性ｇについてはいずれの
場合も全く同じで変化していない。
でも、変化したのは比較器９に搬送波として供給してい
る信号epの振幅だけで、誤差振幅器７を含む他の制御系
で与えられるゲインを表わす特性ｇについてはいずれの
場合も全く同じで変化していない。
一方、出力電流Ｉを最小値から最大値にまで制御するの
に要する時間が第７図（ａ）で示した場合に対して同図
（ｂ）で示した場合では1/2になつているということ
は、制御系全体で見掛上のゲインが第７図（ｂ）の場合
は同図（ａ）の場合の２倍になつているということであ
る。
に要する時間が第７図（ａ）で示した場合に対して同図
（ｂ）で示した場合では1/2になつているということ
は、制御系全体で見掛上のゲインが第７図（ｂ）の場合
は同図（ａ）の場合の２倍になつているということであ
る。
従つて、この実施例において、信号epの振幅、つまり比
較器９に入力する搬送波信号の振幅に変化を与えること
の意味するところは、これにより制御系全体の見掛上の
ゲインが変化し、応答特性を制御することができること
を表わしている。
較器９に入力する搬送波信号の振幅に変化を与えること
の意味するところは、これにより制御系全体の見掛上の
ゲインが変化し、応答特性を制御することができること
を表わしている。
この結果、上記実施例によれば、電流指令値ａの周波
数、つまり出力電流Ｉの周波数に応じて制御系のゲイン
が自動的に制御され、出力電流Ｉの周波数が低いときに
はそれに合わせて制御系の応答特性も遅くなり、出力電
流Ｉの周波数が高くなればそれに対応して制御系の応答
特性が早くなるため、全ての出力周波数範囲にわたつて
常に最適な応答特性が得られ、抵抗回転制御系における
モータ３の騒音を増加させることなく、高い周波数範囲
で精度よい制御を行なうことができる。
数、つまり出力電流Ｉの周波数に応じて制御系のゲイン
が自動的に制御され、出力電流Ｉの周波数が低いときに
はそれに合わせて制御系の応答特性も遅くなり、出力電
流Ｉの周波数が高くなればそれに対応して制御系の応答
特性が早くなるため、全ての出力周波数範囲にわたつて
常に最適な応答特性が得られ、抵抗回転制御系における
モータ３の騒音を増加させることなく、高い周波数範囲
で精度よい制御を行なうことができる。
ここで、比較器９の動作について、見方をかえて説明す
ると、上記したように、この比較器９は、誤差信号ｄを
変調入力信号とし、搬送波発生器８から掛算器13を介し
て供給される信号epを搬送波信号とするPWM変調器とし
て動作するものであるが、このとき、掛算器13により、
搬送波信号である信号epの振幅がパターン信号ｐによっ
て制御されており、この結果、第８図（ａ）、（ｂ）に
示すように、同一パルス幅の変調に必要な変調入力信号
の大きさ（これを変調感度と定義する）が、パターン信
号ｐの大きさにより制御されるようになっているもので
ある。
ると、上記したように、この比較器９は、誤差信号ｄを
変調入力信号とし、搬送波発生器８から掛算器13を介し
て供給される信号epを搬送波信号とするPWM変調器とし
て動作するものであるが、このとき、掛算器13により、
搬送波信号である信号epの振幅がパターン信号ｐによっ
て制御されており、この結果、第８図（ａ）、（ｂ）に
示すように、同一パルス幅の変調に必要な変調入力信号
の大きさ（これを変調感度と定義する）が、パターン信
号ｐの大きさにより制御されるようになっているもので
ある。
すなわち、第８図（ａ）の場合のように、搬送波信号で
ある信号epの振幅が１のときには、特性ｇで表わされて
いる変調入力信号（誤差信号ｄ）の振幅が、同じく１に
なったとき、初めて信号Ｓのパルス幅が最大になるのに
対して、同図（ｂ）の場合、つまり搬送波信号である信
号epの振幅が0.5のときには、特性ｇで表わされている
変調入力信号（誤差信号ｄ）の振幅が0.5になっただけ
で、信号Ｓのパルス幅さ最大になり、従って、この第８
図（ｂ）の場合は、同図（ａ）の場合に比べて、変調感
度は、 1/0.5＝２ つまり、２倍になっており、結局、この実施例では、搬
送波信号である信号epの振幅に反比例して変調感度が制
御されていることが判る。
ある信号epの振幅が１のときには、特性ｇで表わされて
いる変調入力信号（誤差信号ｄ）の振幅が、同じく１に
なったとき、初めて信号Ｓのパルス幅が最大になるのに
対して、同図（ｂ）の場合、つまり搬送波信号である信
号epの振幅が0.5のときには、特性ｇで表わされている
変調入力信号（誤差信号ｄ）の振幅が0.5になっただけ
で、信号Ｓのパルス幅さ最大になり、従って、この第８
図（ｂ）の場合は、同図（ａ）の場合に比べて、変調感
度は、 1/0.5＝２ つまり、２倍になっており、結局、この実施例では、搬
送波信号である信号epの振幅に反比例して変調感度が制
御されていることが判る。
なお、第７図（ａ），（ｂ）では、出力電流Ｉを増加さ
せる方向の制御についてだけ示したが、減少させる方向
の制御についても全く同様なことはいうまでもない。
せる方向の制御についてだけ示したが、減少させる方向
の制御についても全く同様なことはいうまでもない。
また、パターン発生器14の特性について第６図（ａ）〜
（ｃ）に示したのはいずれも単なる例示にすぎず、必要
に応じて任意に設定し、それにより独特の効果が任意に
期待可能なことはいうまでもない。
（ｃ）に示したのはいずれも単なる例示にすぎず、必要
に応じて任意に設定し、それにより独特の効果が任意に
期待可能なことはいうまでもない。
ところで、以上の実施例は、いずれも本発明の例示にす
ぎず、従つて、本発明の目的が達せられる範囲内で任意
の変形が可能なことはいうまでもなく、例えば、電気的
な信号で直接出力信号の振幅制御が可能な搬送波発生器
を用いれば掛算器13は必ずしも設ける必要はなく、パタ
ーン発生器14についても必要とする制御特性によつては
必ずしも設ける必要はない。
ぎず、従つて、本発明の目的が達せられる範囲内で任意
の変形が可能なことはいうまでもなく、例えば、電気的
な信号で直接出力信号の振幅制御が可能な搬送波発生器
を用いれば掛算器13は必ずしも設ける必要はなく、パタ
ーン発生器14についても必要とする制御特性によつては
必ずしも設ける必要はない。
以上説明したように、本発明によれば、PWMのための搬
送波信号の振幅を変化させるようにするという簡単な構
成で交流電源の応答特性を任意に制御することができる
から、従来技術の欠点を除き、出力周波数や出力電流な
どの運転条件の広い範囲にわたる変化に対して常に最適
な応答特性が自動的に得られ、モータの駆動用に適用し
て低速回転時でのモータの騒音を低く保ちながら高速回
転時にも充分な精度で制御を行なうことが可能な交流電
源制御方式を容易に提供することができる。
送波信号の振幅を変化させるようにするという簡単な構
成で交流電源の応答特性を任意に制御することができる
から、従来技術の欠点を除き、出力周波数や出力電流な
どの運転条件の広い範囲にわたる変化に対して常に最適
な応答特性が自動的に得られ、モータの駆動用に適用し
て低速回転時でのモータの騒音を低く保ちながら高速回
転時にも充分な精度で制御を行なうことが可能な交流電
源制御方式を容易に提供することができる。
第１図はインバータを用いた電流比較形交流電源装置の
主回路の一例を示す回路図、第２図は同じくその制御回
路の従来例を示す回路図、第３図はその動作説明用のタ
イミングチャート、第４図（ａ）、（ｂ）は何れも誤差
増幅器の一例を示す回路図、第５図は本発明による交流
電源制御方式の一実施例を示す回路図、第６図（ａ）〜
（ｃ）は何れもパターン発生器の特性図、第７図
（ａ）、（ｂ）は何れも本発明の動作を説明するための
波形図である。 2A,2B……主スイツチング素子、３……交流モータ、４
……電流検出器、６……誤差検出器、７……誤差増幅
器、８……搬送波発生器、９……比較器（PWM変調
器）、10,11……駆動回路、12……電流・電圧変換器、1
3……掛算器、14……パターン発生器。
主回路の一例を示す回路図、第２図は同じくその制御回
路の従来例を示す回路図、第３図はその動作説明用のタ
イミングチャート、第４図（ａ）、（ｂ）は何れも誤差
増幅器の一例を示す回路図、第５図は本発明による交流
電源制御方式の一実施例を示す回路図、第６図（ａ）〜
（ｃ）は何れもパターン発生器の特性図、第７図
（ａ）、（ｂ）は何れも本発明の動作を説明するための
波形図である。 2A,2B……主スイツチング素子、３……交流モータ、４
……電流検出器、６……誤差検出器、７……誤差増幅
器、８……搬送波発生器、９……比較器（PWM変調
器）、10,11……駆動回路、12……電流・電圧変換器、1
3……掛算器、14……パターン発生器。
フロントページの続き (72)発明者 長瀬 博 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 五十嵐 貞之 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 日立京葉エンジニヤリング株式会社内 (72)発明者 菅井 博 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭50−61621（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−130827（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】出力電流指令値と出力電流検出値との差の
信号を入力とする増幅器と、 該増幅器の出力を変調入力とするパルス幅変調器と、 該パルス幅変調器の出力で制御される主スイッチング素
子とを備えた電流比較形インバータにおいて、 前記出力電流指令値の周波数に応じて前記パルス幅変調
器の変調感度を制御する手段を設け、 該手段は、前記周波数の変化領域の少なくとも一部の領
域で、前記周波数が増加したとき前記パルス幅変調器の
変調感度を上げると共に、前記周波数が低下したとき前
記パルス幅変調器の変調感度を下げるように構成されて
いることを特徴とする交流電源制御方式。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154526A JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
| DE8383108767T DE3370107D1 (en) | 1982-09-07 | 1983-09-06 | Control apparatus for ac motors |
| EP83108767A EP0105215B1 (en) | 1982-09-07 | 1983-09-06 | Control apparatus for ac motors |
| US06/530,101 US4516065A (en) | 1982-09-07 | 1983-09-07 | Control apparatus for AC motors |
| CA000436184A CA1204150A (en) | 1982-09-07 | 1983-09-07 | Control apparatus for ac motors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154526A JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5944976A JPS5944976A (ja) | 1984-03-13 |
| JPH06101934B2 true JPH06101934B2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=15586179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57154526A Expired - Lifetime JPH06101934B2 (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | 交流電源制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06101934B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS639109A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | リング状樹脂磁石の製造法 |
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5314284B2 (ja) * | 1973-10-02 | 1978-05-16 |
-
1982
- 1982-09-07 JP JP57154526A patent/JPH06101934B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5944976A (ja) | 1984-03-13 |
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