JPH0564549B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機などの交流電動機の回転速
度制御に用いられる交流電源装置、特に電流比較
形インバータ方式の交流電源装置に関する。

〔従来技術〕

例えば、誘導電動機などの交流電動機は、構造
が簡単で寿命が永く、しかも保守が容易で比較的
ローコストであるという利点があるため、小容量
から大容量のものにまで広く使用されているが、
従来はその回転速度を効率よく制御する方式がな
かつたため用途が限られ、かつ、速度制御を行な
えば使用上好ましい用途においても、上記した利
点を活かすため回転速度制御を行なわないで使用
されたりしていた。

しかして、近年に到り、種々の半導体素子が提
供されるようになり、商用電源の周波数とは無関
係に任意の周波数の出力を簡単に得ることができ
る静止形インバータからなる交流電源装置が現わ
れ、誘導電動機などの交流電動機（以下、単にモ
ータという）に供給する電源の周波数を変えるこ
とにより極めて効率的な回転速度制御が容易に得
られるようになつてきた。

そして、この種の交流電源装置としては、従来
から、以下に説明するようなパルス幅変調
（PWM）方式のインバータを用いた電流比較形
交流電源装置が知られている。

第１図は上記従来装置の主回路の一例で、１は
順変換部（交流・直流変換部）、２はインバータ
部（逆変換部）、３は駆動制御対象となるモータ、
４は電流検出部、１Ａ〜１Ｆは整流用ダイオー
ド、５は平滑コンデンサ、２Ａ〜２Ｆはトランジ
スタ、ゲート・ターンオフ・サイリスタなどから
なる主スイツチング素子、２Ｇ〜２Ｌはフライホ
イールダイオードである。

順変換部１はダイオード１Ａ〜１Ｆからなる３
相全波調整回路で構成され、平滑コンデンサ５の
端子間に平滑化されて脈動分の少ない直流電圧を
発生する。

インバータ部２はブリツジ状に接続された主ス
イツチング素子２Ａ〜２Ｆとダイオード２Ｇ〜２
Ｌからなり、PWM方式のインバータを構成して
いる。そして、これらの主スイツチング素子２Ａ
〜２Ｆのそれぞれは所定のタイミングでオン・オ
フ制御され、これにより順変換部１から平滑コン
デンサ５を介して供給されている直流電圧をスイ
ツチングしてモータ３に３相PWM交流電流を供
給し、モータ３を駆動する。

電流検出器４はモータ３の各相に流れる電流を
検出し、電流検出信号を発生する。

次に、これらインバータ部２を構成する主スイ
ツチング素子２Ａ〜２Ｆのオン・オフ制御を行な
う制御回路の一例を第２図に示す。なお、この例
は一般に非同期形の電圧指令方式と呼ばれるもの
であり、第２図では１相分についてだけ示してあ
る。

第２図において、６は誤差検出器、７は誤差増
幅器、８は搬送波発生器、９はPWM変調器とし
て動作する比較器、１０，１１は主スイツチング
素子２Ａ，２Ｂの駆動回路、１２は電流・電圧変
換器であり、その他は第１図と同じである。

誤差検出器６は電流指令値ａと電流検出器４か
らフイードバツクされる電流検出値ｂとの差の信
号ｃを検出し、それを誤差増幅器７に供給する働
きをする。従つて誤差増幅器７の出力に誤差信号
ｄが出力され、比較器９にPWM変調信号として
入力されることになる。なお、電流指令値ａとし
ては正弦波信号、台形波信号などが用いられる
が、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの波形も第
３図に示すようなほぼ正弦波状の信号となる。

搬送波発生器８は第３図にｅで示すような三角
波、又は鋸歯状波の搬送波信号ｅを発生して比較
器９に入力する働きをする。

比較器９は信号ｄとｅを比較し、第３図に示す
ように（ｄ＞ｅ）となつているときだけ“Ｈ”に
なり、（ｄ＜ｅ）のときには“Ｌ”となる信号Ｓ
と、この信号Ｓの極性反転信号である信号を発
生する働きをする。従つて、この比較器９の出力
に現われる信号Ｓ，は誤差信号ｄをPWM化し
た信号となつている。

駆動回路１０，１１はPWM信号Ｓ，に応じ
て主スイツチング素子２Ａ，２Ｂをオン・オフ駆
動する働きをする。従つて、主スイツチング素子
２Ａと２Ｂは交互に、一方がオンのときは他方が
オフするようにスイツチングされ、モータ３（第
１図）に電流が供給されることになる。

電流・電圧変換器１２は電流検出器４で検出し
たモータ３の電流を表わす信号ｉを電圧に変換
し、電流検出値ｂを得る働きをする。

従つて、この電源装置によれば、電流指令値ａ
と電流検出値ｂとの各瞬時ごとの誤差信号ｄに応
じて主スイツチング素子２Ａ，２Ｂのオンオフデ
ユーテイが変化し、これにより電流指令値ａと検
出電流値ｂとを一致させる方向のフイードバツク
制御が働くことになり、電流指令値ａで与えられ
た瞬時値に収斂するように負荷電流の瞬時値を
制御することができる。

ところで、このような電源装置では、電流指令
値ａの瞬時値に応じて制御が行なわれるため、過
渡的な制御が行なわれたときや出力周波数が高く
なつた制御領域においても所定の制御精度を保つ
ためには、充分な制御応答性を与えておく必要が
ある。

例えば、電流指令値ａが正弦波であれば、その
瞬時値i^*は i^*＝(t)sinωt ……(1) で与えられ、従つて、その変化率は次の(2)式で与
えられる。

di^*／dt＝ｄ(t)／dtsinωt＋・ω・cosωt ……(2) ω：2πf ｆ：出力周波数 この(2)式から明らかなように、瞬時値i^*の変化
率は、出力電流のレベルと出力周波数によつて
変化し、従つて、出力電流のレベルや周波数が
大となるにつれ、それに見合うように制御系のゲ
インを上げ、応答速度が早くなるようにする必要
があることが判る。

また、この(2)式から明らかなように、瞬時値i^*
の変化率は第４図に示すように正弦波の１サイク
ルの間でも変化し、図中のイ点では最大に、そし
てロ点では最小になり、さらに電圧指令値ａがハ
点で示すように過渡的に変化したときにも極めて
大きな変化率となるから、結局、上記した電源装
置では、その制御系のゲインを高め、充分な応答
特性を与えておかなければ精度の良い制御を行な
うことができないのである。

しかして、上記した従来の制御回路において
は、誤差増幅器７のゲインを上げることにより必
要な応答特性を制御系に与えるようにしていた。

しかしながら、この場合、誤差増幅器７として
第５図ａに示すような比例増幅器を用いたので
は、比例動作のため定常偏差を無限大にすること
ができず、そのため制御誤差が残り精度を上げる
ことが難かしい。

そこで、第５図ｂに示すような比例積分増幅器
を用いたり、或いは単に積分補償を行なうように
すると、この場合には定数の選定が難しく、また
必ず遅れを伴なうため、設定した応答範囲以外で
は充分な応答性を与えることができない。

従つて、上記した従来の制御装置によつては、
出力周波数が高くなつたときや過渡的な制御が行
なわれたときなどに充分な精度を得ることが困難
であるという欠点があつた。

また、このような電圧指令方式の制御装置によ
れば、出力周波数を低くしたときのモータの騒音
を少くすることができるという利点があるが、制
御系のゲインを上げ、応答特性を改善すると上記
した利点が損なわれ、低速時にモータから大きな
騒音が発生するようになつてしまう。従つて、こ
の点からも上記した従来の制御装置では制御の応
答性を充分に高め、高い精度で制御を行なうのが
困難であるという欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、簡単な構成で充分な応答特性を与え、しかも
出力周波数を低くしたときにもモータからの騒音
が増加する虞れのない交流電源の制御装置を提供
するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため、本発明は、電圧指令
方式の電流比較形インバータによる交流電源装置
において、出力電流指令値の変化率を検出し、こ
の変化率に応じてフイードバツク系のゲインを変
えることにより制御応答特性が出力電流指令値の
変化率に応じて自動的に制御されるようにした点
を特徴とする。

〔発明の実施例〕

以下、本発明による交流電源制御装置の実施例
を図面について説明する。

第６図は本発明の一実施例で、第２図の従来例
と同じくインバータ装置（第１図）の主スイツチ
ング素子２Ａ〜２Ｆのうちの１相分についてだけ
示したもので、第２図の従来例と同一もしくは同
等の部分には同じ符号を付し、それらについての
詳しい説明は省略してある。

第６図において、１３は微分器、１４は信号変
換器、１５はアナログ掛算器であり、その他は第
２図の従来例と同じである。

微分器１３は例えば第７図に示すような構成の
もので、出力電流指令値ａを入力とし、その微分
信号a′を発生する働きをする。従つて、出力電流
指令値ａが前述の(1)式で表わされるような信号と
なつていたときには、微分器１３の出力に同じく
(2)式で表わされるような信号a′が現われることに
なり、これを波形図で示すと第８図のようにな
る。

信号変換器１４は微分信号a′の極性を揃えた
り、レベルやバイアス量などを所定値にして出力
電流指令ａの変化率を表わす制御信号ｐを作り出
す働きをするもので、例えば第９図に示すように
全波整流器などからなる絶対値回路１４ａと、反
転回路１４ｂ、加算器１４ｃ、それにバイアス調
整器１４ｄで構成され、微分器１３からの微分信
号a′（第８図）を絶対値回路１４ａで第１０図ａ
のような一方向極性の信号ｆにし、ついで反転回
路１４ｂで第１０図ｂの信号ｇを得、加算器１４
ｃで所定のバイアス電圧Ｅを与え、出力電流指令
ａの変化率を表わす制御信号ｐを得るようになつ
ている。

掛算器１５は搬送波発生器８からの搬送波信号
ｅと信号変換器１４からの制御信号ｐを入力と
し、これらの乗算により、制御信号ｐの大きさに
応じて振幅が制御された搬送波信号epを発生す
る働きをする。

次にこの実施例の動作について説明する。

出力電流指令値ａと出力電流検出値ｂとの差と
して誤差増幅器７の出力に得られる誤差信号ｄに
応じて主スイツチング素子２Ａ，２ＢがPWMス
イツチングされ、これによつて負荷であるモータ
３（第１図）に供給される出力電流が出力電流
検出値ｂとしてフイードバツクされ、その結果と
して出力電流の瞬時値が出力電流指令値ａの瞬
時値に収斂するようにフイードバツク制御が行な
われるように動作する点は第２図の従来例と同じ
である。

しかして、この実施例においては、掛算器１５
が設けられ、これにより比較器９に入力される搬
送波信号epの振幅が制御信号ｐに応じて変化さ
せられるようになつており、この結果、誤差信号
ｄを変調入力信号として比較器９により行なわれ
るPWM動作は、制御信号ｐによつて振幅変化し
ている搬送波信号epのもとで行なわれ、その結
果、得られた信号Ｓ，によつて出力電流制御が
行なわれることになる。

ここで、上記した搬送波信号epの振幅変化が
出力電流の制御に対してどのような意味をもつの
かについて第１１図ａ，ｂによつて説明すると、
これらの図において、特性ｈは誤差信号ｄの立ち
上り特性を示し、この特性ｈの傾斜が誤差増幅器
７を含めたフイードバツク制御系のゲインを表わ
すものとなつている。

そこで、いま、制御信号ｐのレベルが搬送波信
号ｅの振幅に等しい状態（これをｐ＝１とする）
にあつたとする。そうすると、このときの信号
epの振幅は例えば１になり、このときには第１
１図ａに示すようになる。そして、この状態にお
いて、時刻t₀から誤差信号ｄが特性ｈに従つて立
ち上つたとすれば、比較器９によつてPWMされ
た信号Ｓ，により出力電流が最大値に速する
のは信号ｄのレベルが信号epの最大振幅値に等
しくなつたときであるから、第１１図ａにおいて
時刻t₀からT₁時間経過後の時刻t₁においてであ
り、このときには、第１１図ａから明らかなよう
に、出力電流が出力電流指令値ａに追従して或
る値から最大値に達するまでにT₁時間、つまり
搬送波信号epの５サイクル期間を要しているこ
とになる。

次に、制御信号ｐのレベルが搬送波信号ｅの振
幅の1/2（これをｐ＝0.5という）になつたとすれ
ば、このときには第１１図ｂに示すように、信号
epの振幅は例えば0.5となる。そして、この状態
で同じく時刻t₀から誤差信号ｄが特性ｈのように
立ち上つたとすれば、このときに出力電流が最
大値に達するのはT₂時間経過後の時刻t₂において
であり、信号epの2.5サイクル期間で或る値から
最大値に達することになり、このときには第１１
図ａの場合の1/2の時間で出力電流を最小値か
ら最大値にまで制御できることになる。

ところで、以上の説明においては、第１１図の
ａの場合でもｂの場合でも、変化したのは比較器
９に搬送波として供給されている信号epの振幅
だけで、誤差増幅器７を含む他の制御系で与えら
れているゲインを表わす特性ｈについては、いず
れの場合も全く同じで変化していない。

一方、出力電流を最小値から最大値にまで制
御するのに要する時間が、第１１図ａで示した場
合に対して同図ｂで示した場合では1/2になつて
いるということは、制御系全体での見掛上のゲイ
ンが第１１図ｂの場合は同図ａの場合の２倍にな
つているということである。

従つて、この実施例において、信号epの振幅、
つまり比較器９に入力する搬送波信号の振幅に変
化を与えることの意味するところは、これにより
制御系のゲインを見掛上任意に変化させることが
でき、応答特性の制御が可能になることを表わし
ている。

しかして、上記の信号epの振幅は制御信号ｐ
によつて制御され、さらにこの制御信号ｐは出力
電流指令ａの変化率を表わすものとなつているか
ら、結局、この実施例によれば、出力電流指令値
ａの変化率に応じて制御系のゲインが自動的に変
化し、出力電流指令指令値ａが大きな変化率を示
すようになつたときには、それに応じて制御系の
応答特性は早くなり、反対に変化率が小さくなつ
たときには応答特性が遅くなるように制御される
ことになり、出力電流指令値ａの過渡的な変化や
周波数或いはそのレベル変化などに予じめ対応し
た応答特性で制御を行なうことができ、常に最良
の状態での制御を得ることができる。

なお、第１１図ａ，ｂでは、出力電流を増加
させる方向の制御についてだけ説明したが、減少
させる方向の制御についても全く同様なことはい
うまでもない。

次に、第１２図は本発明の他の一実施例で、図
において、１６は信号変換器、１７はアナログ掛
算器であり、その他は第６図の実施例と同じであ
る。

信号変換器１６は微分器１３からの微分信号
a′を入力とし、その極性を揃えた上でバイアス量
を調整して制御信号ｇを出力する働きをするもの
で、その具体的な一例を示すと第１３図に示すよ
うに、例えば全波整流器などからなる絶対値回路
１６ａと、加算器１６ｂ、それにバイアス調整器
１６ｃで構成され、第１３図に示すように、絶対
値回路１６ａで微分信号a′（第８図参照）の極性
を揃えて信号ｆを得、それに対して加算器１６ｂ
により所定のバイアス電圧Ｅを与えて制御信号ｇ
を得るようになつており、このときのバイアス量
Ｅは調整器１６ｃによつて供給されるようになつ
ている。なお、この信号変換器１６は第６図の実
施例における信号変換器１４（第９図）から反転
回路１４ｂを除いたものと同じである。

掛算器１７は誤差増幅器７からの誤差信号ｄに
対して制御信号ｇを乗算し、その結果を信号dg
として出力する働きをする。

次に、この実施例の動作について説明する。

まず、掛算器１７に対する制御信号ｇが１、つ
まりこの掛算器１７の入力と出力が等しくなるよ
うな値に固定されていたとする。

そうすると、このときには第３図の従来例と同
じように動作し、出力電流が出力電流指令値ａ
に応じて制御され、出力電流Ｉの瞬時値が出力電
流指令値ａの瞬時値に収斂するようなフイードバ
ツク制御が行なわれることになる。そして、この
ときのフイードバツク制御系のゲインは、主とし
て誤差増幅器７の特性によつて与えられているほ
ぼ一定の値に保たれることになる。

しかして、この実施例においては、微分器１３
と信号変換器１６が設けられ、それにより制御信
号ｇは出力電流指令値ａの変化率を表わすものと
して発生されている。

一方、掛算器１７は誤差増幅器７の出力と比較
器９の変調信号入力との間に挿入され、制御信号
ｇによつて誤差信号ｄのレベルと変調入力信号と
なる信号dgとの比率を変化させるようになつて
いるから、制御信号ｇを変化させると出力電流Ｉ
に対するフイードバツク制御系のゲインが変化
し、応答特性が変化することになる。

この結果、この第１２図に示した実施例におい
ては、出力電流指令値ａの変化率が大きくなると
制御信号ｇのレベルが増加し、これによりフイー
ドバツク制御系のゲインが上つて応答速度を早く
し、反対に信号ａの変化率が小さくなつたときに
は制御信号ｇのレベルは減少して応答速度は遅く
なるように動作し、第６図の実施例と同様に、常
に最良の制御特性となるような応答特性が自動的
に得られることになる。

そして、この実施例によれば、信号変換器１６
に反転回路が不要になるので構成が簡単になる。

なお、この実施例においては、制御信号ｇによ
つて誤差信号ｄのレベルが制御できるようにすれ
ばよいのであるから、誤差増幅器７として電気的
な制御信号によつてゲインの制御が可能なものを
用いれば、掛算器１７は不要で、制御信号ｇを直
接誤差増幅器７の制御入力に供給するようにすれ
ばよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、出力電
流指令値の変化率に応じて制御系の応答特性が自
動的に制御されるから、出力電流の周波数やレベ
ルが広い範囲にわたつて変化しても常に最適な制
御が得られ、低速回転時でのモータ騒音を減らし
ながら高速回転時での制御精度を充分に高く保つ
ことができる電圧指令方式の電流比較形インバー
タによる交流電源の制御装置を容易に提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はインバータを用いた電流比較形交流電
源装置の主回路の一例を示す回路図、第２図は同
じくその制御回路の従来例を示す回路図、第３図
はその動作説明用のタイミングチヤート、第４図
は同じく波形図、第５図ａ，ｂはいずれも誤差増
幅器の一例を示す回路図、第６図は本発明による
交流電源制御装置の一実施例を示す回路図、第７
図は微分器の一実施例を示す回路図、第８図はそ
の動作説明用の波形図、第９図は信号変換器の一
実施例を示す回路図、第１０図ａ〜ｃはその動作
説明用の波形図、第１１図ａ，ｂは制御動作の説
明図、第１２図は本発明の他の一実施例を示す回
路図、第１３図は信号変換器の一実施例を示す回
路図、第１４図はその動作説明用の波形図であ
る。 ２Ａ，２Ｂ……主スイツチング素子、３……モ
ータ、４……電流検出器、６……誤差検出器、７
……誤差増幅器、８……搬送波発生器、９……比
較器（PWM変調器）、１０，１１……駆動回路、
１２……電流・電圧変換器、１３……微分器、１
４，１６……信号変換器、１５，１７……掛算
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 出力電流指令値に対する出力電流検出値のフ
   イードバツクにより出力電流の瞬時値を出力電流
   指令値の瞬時値に応じて制御するようにした電流
   比較形インバータによる交流電源装置において、
   上記出力電流指令値の変化率を検出して制御信号
   を発生する変化率検出手段と、該制御信号により
   上記フイードバツクのゲインを変化させるゲイン
   制御手段とを設け、上記電流指令値の変化率の増
   加に応じて上記ゲインを増大させ、上記電流指令
   値の変化率の減少に応じて上記ゲインを低下させ
   ることにより電流制御系の応答特性を自動的に制
   御するように構成したことを特徴とする交流電源
   制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、上記ゲイン
   制御手段が、上記インバータの主スイツチング素
   子制御用パルス幅変調器に対する搬送波信号の振
   幅を制御する手段で構成されていることを特徴と
   する交流電源制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、上記ゲイン
   制御手段が、上記フイードバツクのための制御系
   に含まれた誤差増幅器の出力信号レベルを制御す
   る手段で構成されていることを特徴とする交流電
   源制御装置。