JP6055355B2

JP6055355B2 - インバータ回路

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Publication number: JP6055355B2
Application number: JP2013071731A
Authority: JP
Inventors: 杵村　弘志; 弘志杵村
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2013-03-29
Filing date: 2013-03-29
Publication date: 2016-12-27
Anticipated expiration: 2033-03-29
Also published as: JP2014197920A

Description

本発明は、インバータ回路に関する。

直流入力を交流出力に変換するインバータ回路は従来様々に開発されている。従来のインバータ回路の構成としては、図５及び図６に示すような構成のものがよく用いられる。

先ず図５に示す構成のインバータ回路３０であるが、これは直流入力を矩形波状の交流出力に変換するものである（なお、矩形波の交流を出力するインバータ回路の一例は特許文献１に開示されている）。

図５に示す例は、小型のもの、あるいは通過電力の小さなもの、例えば、自動車のシガレット出力(１３．５Ｖ直流)を取り出してＡＣ１００Ｖ負荷を駆動する目的のインバータ回路によく用いられている。

図５に示すインバータ回路３０は、絶縁型昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１と、その後段側に接続された極性反転スイッチ回路３０２とから構成される。前段の絶縁型昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータ３０１によって、入力された１３．５Ｖの直流電圧を１４０Ｖ程度の直流電圧に変換する。そして、後段の極性反転スイッチ回路３０２によって、前段から入力された１４０Ｖ程度の直流電圧が矩形波状の交流電圧に変換される。

極性反転スイッチ回路３０２は、所謂ブリッジ回路が用いられる（例えば特許文献１の図１に記載されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によって構成されるブリッジ回路）。例えば５０Ｈｚの交流出力を得るとして、ブリッジ回路における各スイッチング素子のオンオフ制御を２０ｍｓｅｃ(５０Ｈｚ交流の１周期)ごとに繰り返せば、図５の右端に示す矩形波状の交流出力が得られる。

次に、従来のインバータ回路構成として図６に示す構成について説明する。図６に示すインバータ回路４０において、前段の絶縁型昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１に関しては、前述の図５に示す従来の回路構成と同じである。

しかしながら、この従来例の場合、通過電力が大きい場合にも用いられ、太陽電池等の出力電圧が高い(数１００Ｖ〜)直流供給源が用いられる事もあるため、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ回路ではなく、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ回路が用いられることもある。

絶縁型昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１の後段側に接続されたＰＷＭ高速極性反転スイッチ回路は、図５に示す例と同じように、商用交流(例えば５０Ｈｚ)の半周期毎に＋／−極を反転させる機能を有するが、片極において、スイッチング素子を高速にオンオフし、且つＰＷＭ入力とする事で、階段波状の出力を得る。この構成の場合、図６に示す大型フィルタ４０３によって波形を整形して、図６の右端に示すような正弦波状の交流出力を得る。

特開２００８−６７５９１号公報

上記従来のインバータ回路構成については、それぞれ問題点が存在しており、以下にその問題点を述べる。

先ず、図５に示す従来の構成については、前段のＤＣ／ＤＣコンバータで生成した直流を商用交流の周期で導通、非導通を繰り返すだけであるので、出力の波形は図５の右端に示すような矩形波形になる。このような波形で負荷を駆動した場合、非導通期間(出力が０Ｖの期間)が存在するため、サイリスタ制御による調光機能を有する照明器具や、風量を同じくサイリスタ制御で調整する扇風機などの機器は誤動作を起こす場合がある。これらの機器では、電力供給源として商用の正弦波を想定しているため、導通角を制御する際に狂いが生じる。

また、サイリスタ制御を用いない場合でも、非導通期間の存在のため、蛍光灯等、応答の速い照明機器ではチラツキを発生する。（白熱球のように、温度放射型の光源は非導通期間が存在しても、点滅しない。）

また、出力が矩形であるということは、高調波成分を多く含んでおり、負荷として接続された機器のみならず、周辺で動かしている機器に対して、ノイズ障害を発生する可能性がある。

次に、図６に示す従来の回路構成に関していえば、出力波形については正弦波に近い波形をしており、商用交流電源と同じであるとみなすことが出来るので、上記図５に示す従来例のような出力波形に起因する問題は発生しない。

しかしながら、前段の絶縁型昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータ４０１と後段のＰＷＭ高速極性反転スイッチ回路４０２の両方で、高速スイッチング動作が必要となる。半導体素子による高速スイッチング動作は損失の増大を招く。素子の導通期間の損失は動作周波数には依存しないが、オン→オフ遷移、オフ→オン遷移時の損失については、動作周波数にほぼ比例する。

図５に示す構成例では後段側のブリッジ回路（極性反転スイッチ回路３０２）が商用周波数の２倍で動作するのに対し、図６に示す構成例では、ＰＷＭ機能にて数１０ｋＨｚで動作させる必要があり、損失が増大する。

上記問題点に鑑み、本発明は、損失を増大させることなく、ほぼ正弦波状の交流電圧を出力できるインバータ回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本明細書中に開示されているインバータ回路は、直流の第１電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記第１電圧を交流の第２電圧に変換する直流／交流変換回路と、正弦波を全波整流した全波整流波形を反転させた波形の第３電圧を生成する電圧生成回路と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記第１電圧の印加箇所と前記第３電圧の印加箇所間の電圧を分圧して基準電圧を生成する分圧抵抗と、前記基準電圧が一定となるように前記第１電圧の帰還制御を行う制御部と、を有しており、前記第１電圧として、正弦波を全波整流した全波整流波形の電圧を出力することを特徴とする。

また、上記構成において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、トランスを有する絶縁型であり、前記制御部は、フォトカプラと、前記基準電圧が一定となるように前記フォトカプラを駆動するプログラマブルツェナーダイオードと、前記フォトカプラの出力信号に応じて前記トランスを制御するコントローラと、を有することとしてもよい。

また、上記構成において、前記電圧生成回路は、ＰＷＭ信号を出力するマイクロプロセッサと、前記ＰＷＭ信号を入力されるＣＲフィルタ回路と、前記ＣＲフィルタ回路の出力に応じて前記第３電圧を生成するボルテージフォロワと、を有することとしてもよい。

また、上記構成において、前記マイクロプロセッサは、テーブルからＰＷＭデータを逐次取り出すことでデューティを変化させた前記ＰＷＭ信号を出力することとしてもよい。

また、上記いずれかの構成において、前記マイクロプロセッサは、負荷に応じて、複数のテーブルから使用するテーブルを切り替えることとしてもよい。

本発明によると、損失を増大させることなく、ほぼ正弦波状の交流電圧を出力できる。

本発明の一実施形態に係るインバータ回路の概略構成図である。本発明の一実施形態に係るインバータ回路の具体的な回路図である。本発明の一実施形態に係るインバータ回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータの各部信号波形の一例を示すタイミングチャートである。負荷変動によるＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧の波形歪の一例を示す図である。従来のインバータ回路の一構成例を示す図である。従来のインバータ回路の他の構成例を示す図である。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係るインバータ回路の概略構成を図１に示す。

図１に示すように、本発明の一実施形態に係るインバータ回路１０は、直流電圧が入力される絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１と、その後段側に接続される低速極性反転スイッチ回路１０２を備えている。図１において直流入力は１２Ｖと記載しているが、この限りではない。可搬型蓄電機器に搭載されているリチウムイオン電池の出力が１２Ｖであるので一例として記載している。例えば自動車のシガレット出力であれば１３．５Ｖとしてもよい。以下、直流電圧が１２Ｖであるとして説明する。

前段側に設けられた絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、入力される直流電圧（例えば直流１２Ｖ）を、正弦波を全波整流した波形の電圧出力に昇圧して変換する回路である。そして、後段側の低速極性反転スイッチ回路１０２は、絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１から入力される全波整流波形の電圧に基づき、低速のスイッチング制御により半周期ごとに極性を反転させた正弦波状の電圧を出力する。低速極性反転スイッチ回路１０２は、直流／交流変換回路に相当する。

ここで、図１に示したインバータ回路１０の、より詳細な構成について図２の回路図を用いて説明する。

図２に示すように、絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、ノイズフィルタ１０１Ａ、バッファ回路１０１Ｂ、プッシュプル回路１０１Ｃ、ダイオードＤ１〜Ｄ４、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ３、及びＰＷＭ（pulse width modulation）コントローラＵ１を備えている。

先ず、ノイズフィルタ１０１Ａの入力端子Ｔ１及びグランド端子Ｔ２間に直流電圧１２Ｖが外部より印加される。印加された入力電圧は、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０４及びコイルＬ２により構成されるフィルタを通過することでノイズを除去され、ノイズが除去された１２Ｖ直流電圧が絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の各部に供給される。

ＩＣであるＰＷＭコントローラＵ１は、上記１２Ｖ直流電圧が電源として端子ＶＣＣに入力されると、端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２からＰＷＭ信号を出力する。

バッファ回路１０１Ｂは、コンプリメンタルに接続されたバイポーラトランジスタＱ１とＱ２の組及びＱ３とＱ４の組と、抵抗Ｒ２〜Ｒ５を備えている。バイポーラトランジスタＱ１及びＱ３には、上記１２Ｖ直流電圧が印加される。

ＰＷＭコントローラＵ１のＯＵＴ１及びＯＵＴ２から出力されたＰＷＭ信号は、それぞれバッファ回路１０１Ｂを介して、プッシュプル回路１０１Ｃのスイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ６及びＱ５のゲートに入力される。ここで、絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の各部の信号波形例を図３に示す。なお、図３におけるｐ１電圧、及びＰ２電圧は、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２のピンｐ１及びｐ２の各電圧である。

プッシュプル回路１０１Ｃは、スイッチング素子Ｑ５及びＱ６と、トランスＴ１を備えている。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の中点には上記１２Ｖ直流電圧が印加される。

スイッチング素子Ｑ５及びＱ６のゲート駆動により、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する電力は、ダイオードＤ１〜Ｄ４のダイオード群、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ３を介して後段に供給される。図２における電圧Ｖｏｄ（チョークコイルＬ１の右側）が正弦波を全波整流した形状の全波整流波形となる。

なお、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３の後段側には、ダイオードＤ５、コンデンサＣ４〜Ｃ６、及び３端子レギュレータＲＧ１（シリーズドロッパＩＣ）から成る電源電圧生成回路が接続され、当該回路によって１５Ｖの直流電圧が生成される。生成された１５Ｖ直流電圧は、バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４、フォトカプラＰＣの駆動等に用いられる。また、ダイオードＤ５のカソード側に接続された端子ＰＴから取り出された電圧に基づき、不図示の電源電圧生成回路（シリーズドロッパＩＣを含む）によって５Ｖの直流電圧も生成する。生成された５Ｖ直流電圧は、マイクロプロセッサＵ２やオペアンプＯＰ１の電源となる。

ここで、電圧Ｖｏｄ、即ち絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力電圧を全波整流波形状とする手段について説明する。

プログラマブルツェナーダイオードＺのリファレンス端子（基準電圧端子）には、オペアンプＯＰ１によるボルテージフォロアの出力電圧Ｖｉｐ及び電圧Ｖｏｄにより（１）式で表される電圧Ｖｒｅｆが印加される。電圧Ｖｏｄの印加箇所と出力電圧Ｖｉｐの印加箇所間の電圧が分圧抵抗である抵抗Ｒ８及びＲ１１によって分圧される。抵抗Ｒ８とＲ１１の接続点は、抵抗Ｒ１３を介して上記リファレンス端子に接続される。
Ｖｒｅｆ≒（Ｖｏｄ−Ｖｉｐ）×Ｒ１１／（Ｒ８＋Ｒ１１）＋Ｖｉｐ（１）
（但し、Ｒ８：抵抗Ｒ８の抵抗値、Ｒ１１：抵抗Ｒ１１の抵抗値）

ＰＷＭコントローラＵ１は、電圧Ｖｒｅｆに基づいて生成されて端子ＩＮに印加される電圧に基づいて、電圧Ｖｒｅｆが一定となるようＰＷＭ信号（端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の出力）のデューティを制御する。

より具体的には、プログラマブルツェナーダイオードＺはリファレンス端子の電圧Ｖｒｅｆが高くなると、Ｃ端子を開き、フォトカプラＰＣをオンさせる。電圧Ｖｒｅｆが低くなるとＣ端子を閉じ、フォトカプラＰＣをオフさせる。フォトカプラＰＣがオンして端子ＩＮの電圧が高くなると、ＰＷＭコントローラＵ１はＰＷＭ信号のオンデューティを下げ、電圧Ｖｏｄを低くする。フォトカプラＰＣがオフして端子ＩＮの電圧が低くなると、ＰＷＭコントローラＵ１はＰＷＭ信号のオンデューティを上げ、電圧Ｖｏｄを高くする。

従って、（２）式で表される目的となる全波整流波形を得るためには、（１）式を変形した（３）式に（２）式を代入して得られる電圧Ｖｉｐを、オペアンプＯＰ１によるボルテージフォロアから出力すればよい。この電圧Ｖｉｐは、全波整流波形を反転させた形状の電圧となる。

Ｖｏｄ＝Ｖｐ×｜ｓｉｎ（２πｆｔ）｜（２）
（但し、ｆは商用交流周波数（例えば50Hz又は60Hz））

Ｖｉｐ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｄ｛Ｒ１１／（Ｒ８＋Ｒ１１）｝（３）

マイクロプロセッサＵ２は、ＰＷＭ出力機能を有し、上記の全波整流波形を反転させた形状の電圧Ｖｉｐを生成するために動作する。マイクロプロセッサＵ２が端子ＰＷＭ＿ＯＵＴから出力したＰＷＭ信号は、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ１１、抵抗Ｒ１９、及びコンデンサＣ１０から成る２段フィルタ（ＣＲフィルタ回路）を通過することにより、上記全波整流波形を反転させた形状の電圧に変換される。そして、当該電圧がオペアンプＯＰ１によるボルテージフォロアを経て電圧Ｖｉｐとなって出力される。

マイクロプロセッサＵ２は、自己が内蔵するメモリ上のテーブルからＰＷＭデータを逐次取り出すことでデューティを変化させたＰＷＭ信号を出力する。ここで、負荷の変動により図４に一例を示すように電圧Ｖｏｄの波形に歪が生じる場合がある。図４に示す実線は電圧Ｖｏｄの標準の波形を示す。負荷が小さい場合は、図４に示す破線のように、電圧Ｖｏｄはすぐに立ち上がり、なかなか立ち下がらない形状となる。また、負荷が大きい場合、図４に示す一点鎖線のように、立ち上がりが遅く、すぐに立ち下がる形状となる。

そこで、後述するブリッジ回路１０２Ａにおけるスイッチング素子Ｑ９及びＱ１０に接続され、抵抗Ｒ２２、Ｒ２４、及びオペアンプＯＰ２からなる電流検知回路により、負荷に比例する電流を検知し、検知信号をマイクロプロセッサＵ２のアナログ入力端子ＣＵＲ＿ＳＥＮに入力させる。そして、マイクロプロセッサＵ２は、内蔵するメモリ上に複数のＰＷＭデータのテーブルを予め格納され、アナログ入力端子ＣＵＲ＿ＳＥＮに入力される信号に応じて、使用するＰＷＭデータのテーブルを切替える。これにより、負荷の変動による電圧Ｖｏｄの波形歪を抑制できる。

絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の全波整流波形の出力電圧Ｖｏｄは、微小抵抗Ｒ２１（過大電流を検知して制限するのに用いる）を介して、スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ７〜Ｑ１０により構成されるブリッジ回路１０２Ａに入力される。低速極性反転スイッチ回路１０２は、ブリッジ回路１０２Ａと、その後段に端子Ｔ３及びＴ４を介して接続されるノイズフィルタ１０２Ｂとから構成される。

ブリッジ回路１０２Ａにおいては、スイッチング素子Ｑ７とＱ９、スイッチング素子Ｑ８とＱ１０がそれぞれ直列接続される。そして、それぞれの組が並列接続される。スイッチング素子Ｑ７とＱ９の接続点に端子Ｔ３が接続され、スイッチング素子Ｑ８とＱ１０の接続点に端子Ｔ４が接続される。

スイッチング素子Ｑ７はバッファ回路Ｂ１を介して、スイッチング素子Ｑ８はバッファ回路Ｂ２を介して、スイッチング素子Ｑ９はバッファ回路Ｂ３を介して、スイッチング素子Ｑ１０はバッファ回路Ｂ４を介して、マイクロプロセッサＵ２によりゲート駆動される。マイクロプロセッサＵ２は、端子ＰＯ１〜ＰＯ４から駆動信号を出力することにより、各スイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１０をスイッチングする。

マイクロプロセッサＵ２により、商用交流周波数（例えば50Hz又は60Hz）の半周期の期間だけ、スイッチング素子Ｑ７及びＱ１０をオンとし、スイッチング素子Ｑ８及びＱ９をオフとすると、端子Ｔ３が＋、端子Ｔ４が−となる電圧がノイズフィルタ１０２Ｂに出力される。残りの半周期の期間では逆に、スイッチング素子Ｑ７及びＱ１０をオフとし、スイッチング素子Ｑ８及びＱ９をオンとすることで、端子Ｔ３が−、端子Ｔ４が＋となる電圧がノイズフィルタ１０２Ｂに出力される。

ブリッジ回路１０２Ａの入力波形が全波整流波形であることから、商用交流周波数の半周期ごとに極性が反転した波形、即ち正弦波状の電圧がノイズフィルタ１０２Ｂに出力される。端子Ｔ３及びＴ４を介してノイズフィルタ１０２Ｂに入力された正弦波状の電圧はノイズを除去され、出力端子Ｔ５から負荷側へ出力される。

これにより、低速極性反転スイッチ回路１０２では商用交流周波数の２倍の周波数（例えば100Hz又は120Hz）で極性の反転を行えばよいので、スイッチングによる損失が増大することがない。また、インバータ回路１０からは正弦波状の交流電圧を出力できるので、上述したような矩形波状の交流電圧を出力することによる問題を回避できる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々変形が可能である。

１０インバータ回路
１０１絶縁型可変昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０１Ａノイズフィルタ
１０１Ｂバッファ回路
１０１Ｃプッシュプル回路
１０２低速極性反転スイッチ回路
１０２Ａブリッジ回路
１０２Ｂノイズフィルタ
Ｕ１ＰＷＭコントローラ
Ｕ２マイクロプロセッサ

Claims

直流の第１電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、
前記第１電圧を交流の第２電圧に変換する直流／交流変換回路と、
正弦波を全波整流した全波整流波形を反転させた波形の第３電圧を生成する電圧生成回路と、
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記第１電圧の印加箇所と前記第３電圧の印加箇所間の電圧を分圧して基準電圧を生成する分圧抵抗と、前記基準電圧が一定となるように前記第１電圧の帰還制御を行う制御部と、を有しており、前記第１電圧として、正弦波を全波整流した全波整流波形の電圧を出力することを特徴とするインバータ回路。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、トランスを有する絶縁型であり、
前記制御部は、フォトカプラと、前記基準電圧が一定となるように前記フォトカプラを駆動するプログラマブルツェナーダイオードと、前記フォトカプラの出力信号に応じて前記トランスを制御するコントローラと、を有することを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記電圧生成回路は、
ＰＷＭ信号を出力するマイクロプロセッサと、
前記ＰＷＭ信号を入力されるＣＲフィルタ回路と、
前記ＣＲフィルタ回路の出力に応じて前記第３電圧を生成するボルテージフォロワと、
を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ回路。
前記マイクロプロセッサは、テーブルからＰＷＭデータを逐次取り出すことでデューティを変化させた前記ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項３に記載のインバータ回路。
前記マイクロプロセッサは、負荷に応じて、複数のテーブルから使用するテーブルを切り替えることを特徴とする請求項４に記載のインバータ回路。