JPS5944977A - 交流電源制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発すＪｌの利用分野〕 本発明は、誘ユ１）；電動機などの一父ｊＭ　’ｒ（１
（、ｊ＋ｊｌ　４幾の回転速度制御に用いられる交流７
）７．源装置、！１′１′に′屯びｉｔ比較形インバー
タ方式の交流型１原装置ｉに１！＋１する。

〔従来技術〕

例えば、誘導１Ｌ動機などの視゛流１ｄ動機は、構造が
簡単で寿命が永く、シかも保守が容易で比較的ローコス
トであるという利点かあイ６１＝ｒＩ）　、小容量から
大容月のもの０にまで広くイ史月１８れてい２Ｃか、イ
疋米はその回転速Ｊ以を効率よ＜　ｆｉｌ、制御す／：
）方式がなかったため用途が限られ、かつ１．・ｉｉ、
　Ｉ５’ｅ　；Ｉｒ＋＋御を行なえは使用」二好ましい
用途に：ｉ−５い−（：ｂ１上！！ｌ：：　シた利点を
沼か一′Ｊ−７こめ回転速ｐ（匍ｊ御全行なわｉ（いで
（Ｖ・用されたりしていた。

しかして、近年に到り、イ巾々の一１Ｉ４　’□ｊ：？
、休諧子が提体さｈるようＯこなり、商用重分のＪｌｔ
Ｊｏｏりとは無門゛係に任意の周波数の出力を筒片に得
ることができる静止形インバータからなる交流゛電源装
置が現われ、誘導ｒｉｒ、動機などの又流電ｉ１＋ｉ、
＋　（幾（以下、即むこモータという）６０供給する電
源の周波数ｋ　’？＝１えることにより（びめで効率的
な回転速度制御が容易に得られるようになってきた。

そして、この鎚の反流電源装置としては、従来から、以
下に説明づ−るようなパルス幅変調（Ｐ■ＩＭ）方式の
インバータを用いた電流比軸形交流電源装置が知られて
いる。

第１図６．１′上記従来装餘の主回路の一例で、１は順
変換部（交流・ｊθ流変換部）、２はインパーク部（逆
変換部）、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検
出部、ＩＡ〜ＩＦは整流用ダイオード、５　ｔ、−Ｊ平
滑コンデンサ、２八〜２Ｆはトランジスタ、ケゞ−ト番
ターンオフ・ザイリスタなどからなる主スイツチング素
子、２Ｇ〜２Ｌはフライホイールダイオードである。

順変換部１はダ・ｒオードＩＡ−ＩＦからなる３相全波
整流回路で構成でれ、平滑コンデンサ５の端７閂に平温
化−ＣΣれて脈動分の少７Ｊいに１流７１１圧を発生す
る。

インバータ部２はブリッジ状に接続された主スイツチン
グ素子２八〜２Ｆとダイオード２Ｇ〜２Ｌからなり、Ｐ
ＷＭ方式のインバータを４芒が？している。

そして、これらの主スイツチングシ２子２Ａ〜２Ｆのそ
れぞれは７Ｖｉ定のタイミングでオン・オフ制御され、
こすＩＧこより１）直変１６１ｇ１（ｌから平ン；トコ
ンプー゛ンザ５を介して供給されている直流電圧をスイ
ッチングしてモータ３Ｇこ３相Ｐ’■り交′Ｉｌｒ’ｂ
’＋流を・供給し、モータ３を駆動する。

′電流検出器４はモータ３の各相に流れる電流を検出し
、？：、ｊ流検出信号を：発生する。

次に、これらインバータ部２’ｊ：’ＭＱＪｙＸ、する
主スイツチング素子２Ａ〜２ＦのオフＱオフ制御を行な
う制御回路の一例を第２し己！に示す。なお、この例は
一般に非回期形の電圧指令方式と呼ばれるものであり、
Ｈｒ、　２図でＧ；Ｊ：　：Ｉ相分（こついてだりボし
、である。

第２図において、６は誤差検出器、７は誤差増幅器、８
は搬送波発生器、９はＰｖＭ変調器として動作する比較
器、１０．１１は主スイツチング素子２Ａ、２Ｂの駆動
回路、１２は電流ｅ電圧変換器であり、その他はｆ８７
！　１図と同じでちる。

誤差検出器６は電流指令値ａと電流検出器４からフィー
ドバックされる電流検出値すとの差の信号Ｃを検出し、
それを誤差増幅器７に供給する働きケする。従って誤差
増幅器７の出力に誤差信号ｄが出力され、比；鮫器９に
訓変調信号として入力されることになる。なお、電流指
令値ａとしては正弦波信号、台形波信号などが用いられ
るが、正弦波信号の場合にけ誤差信号ｄの波形も第３図
状波のｊ般送波イ６号ｅｋ発生して比較器９に入力する
働きケする◇ 比較器９は信号ｄとｅ全比較し、第３図に示すようＧこ
（ｄ＞ｅ）となっているときたけ”　Ｈ″′になり、（
ｄ（ｅ　）のとぎＧこはＬ″となる信号Ｓと、この信号
Ｓの極性反転信号である信号百を発生する働きをする。

従って、この比較器９の出力に現われる信号Ｓ、百は誤
差信号ｄをＰＷＭ什した４１７号となっている。

駆動回１［’３１０　、１１６’ｔ　ＰｔｖＭ（Ｎ号ｉ
；　、　３　ｋＸ　ｋ−ζシテ主スイッチング素子２　
Ａ　、　２１３　（Ｙ−オンｅ男］〃１べｉＭする働き
ヲする。従って、主スイツチング素子２Ａと２Ｂは交互
に、一方がオンのとｆｉ　ＩＩ他方がオフするようにス
イッチングされ、モータ３（第１　Ｅｅｌ　）に電流工
が供給さＪすることになる。

止流＠電圧変換ＧＷ１２は電流検出器４で検出したモー
タ３の電流Ｉを表わす信号ｉを’ｆＯ’、圧に変換し、
電流検出値すを得る働きをする。

従って、この電源装置によれば、？ｉｆｌ　ｈ、　Ｊｉ
”ｉ令値ｎと電流検出値すとの各瞬時ごとＱパ（を差信
号ｄに応じて主スイツチング素子２Ａ、２Ｂのオンオフ
デユーティが変化し、これによりｎＴ、流指令値ａと検
出電流値すとを一致させる方向のフィードバック制御が
働くことになり、電流指令値ａで−Ｉヲえら、ｌした瞬
時値に収斂するように負荷７１℃流１の１・噂ＩＩ″ｆ
イ１メ１鞘制御することかでさる。

ところで、このような電源装置では、電流指令値ａの２
１時値に応じて制御が行なわれるため、過渡的な制御が
行なわノシたときゃ出方周波数が高くなった制御領域に
おいても所定の制御精度を保つために６、工、ブ１；分
ｌｒ制御応答性全力えておく必要がある。

例えは、電流指令値ａが正弦波であれば、その瞬時値ｉ
１は ”　　−工（ｔ）ｓ＋ｎωｔ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１）で与えられ、従って、その変化率は次の（２
）式で寿えられる。

ｄｉ；′ｄｔ−曳Ｓｉ！１ωを＋１・ω・瀉ωｔ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）ｔ ω：２πｆ ｆ：出力周波数 この（２）式から明らかなように、瞬時値Ｃの変化率は
、出力箱、流Ｉのレベルと出力周波数によって変化し、
従って、出力電流■のレベルや周波数が大となるにつれ
、それに見合うように制御系のケ゛イン金」二げ、応答
速度が“早くなるようにする必要があることが判る。

また、この（２）式から明らかなように、瞬時値ｉ＊の
変化率は第５図に示すように正弦波の１ザイクルの間で
も変化し、図中のイ点では最大に、そして四点ては最小
に４「す、さらに電圧指令値ａがハ点で示すよう（こ過
渡的に変化したとＰＧこも極めて大きな変化率となるか
ら、結局、上記した？５．源装置では、その制御系のダ
インを高め、充分な応答特性全力えておかなければ精度
の良い制御を行なうことができ４Ｃいのである。

しかして、上記した従来の制御回路においては、誤差増
ｎｉｌη器７のケ゛イ゛／全上げることにより必要な応
答特性全制御係に与えるようにしていた。

しかしながら、この場合、誤弗増幅器７として爪５図（
ａ）に示づ−りうな比例増幅器を用いたので６，１、比
例動作のため定常偏差を無限大にすることかできず、そ
のため制御誤差が残り精度を上げることが静かしい。

そこで、Ｗ、５図（ｂ）に示すような比例積分増幅器を
用いたり、或いは単に積分補禎を行なうようにすると、
この場合には定数のフカ定が離しく、Ｔ：た必ず遅れを
伴なうため、設定した応答範囲以外では充分な応答性を
与えることができない。

従つ゛Ｃ１−ヒ記した従来の制御装置によっては、出力
周波数が高くなったとぎや過渡的な制御が行なわれたと
きなどに充分な精度を得ることが困難であるという欠点
があった。

また、このような電圧指令方式の制御装置によれば、出
力周波数を低くしたときのモータの１騒音を少くするこ
とができるという利点があるか、制御系のケ゛インを上
げ、応答特性を改営すると上記した利点が損なわれ、低
速時にモータｙ、ｐら太さな騒音が発生するようになっ
てしまう。従って、この点からも上記した従来の制御装
置では制御の応答性を充分に高め、高い精度でｆｌｊ制
御を行なうのが困難であるという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除さ・簡単
な眉・Ｉ成で充分な応答特性を力え、しかも出力周波数
を低くしたときにもモ・−夕がらの騒音が増加する虞れ
のない交流電源の制御方式を・圀供するにある。

〔発明のａ要〕

この目的を達成する１こめ、本発明＆ｔ　、Ｔｉｔ、圧
指令方式の電？Δｒ１比較形インバータによる交流電源
装置におい゛Ｃ１出力雷、流指令値の変化率を・検出し
、この変化率に応じてフィートノ′了ツク糸のダインＨ
５廷えぬことにより制御応答特性か出力？’４．　（ｎ
ｉ、指令値の変化率に応じて自動的に制御さｉｌ、る」
：うにしに、壱を特徴とする。

〔発明の実１ｊｆｊｊ例〕 以下、本発明による交流霜、　ｉＱ制御方式の実施例を
図面Ｇこついて説明する。

ＦＡ　６　［；＜ロゴ本発明の一実施例で、７■２図の
従来例と同じくインバータ装置へ（第１図）の主スィッ
チング３Ｒ子２　Ａ〜２Ｆのうちの１相分＆についテタ
ケ示したもので、筆２図の従来例と同一もしくは同等の
部分ＧこＧま同じ符号を付し、それらＧこつしＡ″Ｃの
詳しい説明は省略しＣある。

箪６図に：１６いて、１３は微分器、１４　Ｇ’：ｉ　
４ｉ’を号変換器、１５８：ｉアナログ掛算器であり、
その他は第２図の従来例と同じである。

微分器１３は例えば第７図に示すような構成のもので、
出力電流、　’Ｊ’？’ｉ令値ａを入力とし、その微分
４１１号Ｐ′を発生する働さ全する。従って、出力電流
指令値ａが前述の（１）式で表わされるような信号とな
っていたとぎには、微分器１３の出力すこ同じく（２）
式で表わされるような信＋３ａ′が現われることになり
、これを波形図で示すと第８図のようになる。

信号変換器１４はｆ：゛に分信号ａ′の極性を揃えたり
レベルやバイアス州などを所定個にして出力電流指令ａ
の変化率全表わす制御信号ｐを作り出す働き′！ｆ−づ
−るものて、し１１えば第９図に示すように全波整流器
などからなる絶対値回路１４ａと、反転回路１４ｂ、加
３つ器１４ｃ１それにバイアス調整器１４ｄで構成され
、微分器１３がらの微分信号ａ′（第８図）を絶対値回
路１４ａで第１０図（ａ）のような一方向極性の信号ｆ
にし、ついで反転回路１４ｂで第１０図（ｂ）の信号ｇ
を得、加算器１４ｃで所定のバイアス電、圧Ｅを与え、
出力電流指令ａいる。

掛η器１５は相）送波発生器８からの搬送波信号ｅと信
号変換器１４からの制Ｗ［ｌｌ信月ｐを入力とし、これ
らの鰍勢により、！ｂ制御信Ｊ？５．　　の大きさに応
じて振幅がｆ１ｉ制御された（射送波信＋シｅｐをづＴ
１生ずるイ１（・ｊｌきをする。

次Ｇここの実施例の倶１　ｆｆについて昌１明する。

出力電流指令（ｉｉ’ｊ、　ａと出力τに流検出値すと
の差として誤差増幅器７の出力にイコられる誤差信号ｄ
に応じて主スイツチング素子２Ａ、２１３がＰｖＶ壓ス
イッチング芒君、これＧこよって負荷であるモータ３（
ｍ１図）に供給される出力？＋、’ｉ、流■が出力電流
検出値すとしてフィードバックさソ１１、その結！ｆ′
、とじて出力電流■の１ｉＮｊ時値が出力電流指令値ａ
の１１所＋＋：ｊ値に収斂するようにフィードバック制
御が行なわれるように動作する点は第２図の従来例と同
じである。

しかして、この実施例においては、掛算器１５が設けら
れ、これにより比較器９Ｇこ入力σノしる搬送波信号ｅ
ｐの振幅が制御信号ｐに応じて変化さゼられるようＧこ
なっており、この結果、誤差信号ｄを変調人カイ言号と
して比較器９により行なわれるＰＷＭ動作ｃｒ、制御４
２１号ｐによって振幅変化している搬送波信けｅｐのも
とで行なわれ、その結果、得らｈた（計５＋　Ｋによっ
て出方電流制御が行なオっれることになる。

ここζ、上記した搬送？Ｊシ信−弓ｅＪｌの振幅変化が
出力電流の？Ｉｔｌｌ　ｔｉ！Ｉに対してどのような意
味孕もつのかについで第１１図（ａ）　、　（ｂ）によ
って説明すると、これらの図において、特性ｈ　ｃｉ誤
差匍号ｄの立ち上り特性を示し、この特性りの傾斜が誤
差増幅器７を含めたフィードバック制御系のケ゛インイ
［表わすものとなっている。

そこで、い’ＦＪｆ　、？ｌ制御信→３．　　のレベル
が１ｑし送波信号ｅの振１１′４にぐｑしい状態（これ
をｐ＝ｌとづ−る）にあったとする。そうすると、この
ときの信号ｅｐの振幅は例えば１になり、このときＧ・
二＆コｔＫ　１１　［ＱＩ（Ｒ）に示ずようになる。そ
して、この状態Ｇこおいて、時刻ｔｏから誤差イ１】号
ｄか特性りに従って立ら上ったとすれば、比較器９によ
ってｐｍさ：Ｉしたイ記号Ｓ。

百により出力電流Ｉが最大飴・・−達するのは４７号ｄ
のレベルが信号ｅｐの最大振幅値に等しくなったときで
あるから、第１１図（８）において１．’ｒ亥１１　ｔ
　ｎからＴ１時間経過後の時刻Ｅ！においてであり、こ
のときには、？７：１１図（ａ）かｆも明らかなようＧ
こ、出力電流■が出力電流指令値ＦＩＧこ追従して或く
）値から最大値に達するまでにＴ１時間、つまりＩＨ’
、ｊ送カυ信号ｅｐの５サイクル期間′？Ｉ−要してい
ることになる。

次に、制御信号■）のレベルが′搬送波信号Ｃの振幅の
≠（これをｐ　；Ｑ、　５という）になったとすれば、
このとぎには８Ｊ＋、１１図（ｂ）に示１−ように、信
号ｅｐの振幅は例えば０．５となる。そして、この状態
で同じく時刻ｔｏから誤差信号ｄが特性りのように立ち
上ったとすれ番１、このとぎに出力゛電流■が最大値に
達するのは１２時間経過後の時刻ｔ２においてであり、
信号ｅｐの２．５サイクル期間で成る値から最大値に達
することになり、このとさ＆−は第１ｊ図（、）の場合
の係の時間で出力電流工を最小値から最大値にまで制御
でさることになる。

ところで、以上の説明においては、ｉｌ１図の（ａ）の
場合でも（１））の１鶴合でも、変化したのは比較器９
に瓶１ン送波としてイ１（給されている信号ｅｐの振幅
だけで、１２１差増幅器７を含む他の制御系で−ｌテえ
られているり゛イン２．５わす特性りについては、いず
れの場合も全く同じて変化していない。

一方、出力型ｉ’；ｔｉ：　Ｉ　ｋ　ｌα小値から最大
値にまで制御するのに曹する１１冒（１］が、第１１図
（ａ）で示した場合に対して四国（１））で示した場合
では’ＡｌｒこなっているということＬｌ’、　％　ｉ
ｌｉ制御系全体での見掛上のケ゛インが凧１．１１ノ１
（ｂ）の、＋ｉ・％６は回国（ａ）の場合の２倍になっ
ているということである。

従って、この火ＭＱ例におい゛ｒ、１．ｔ−７号ｅｐの
振幅、つまり比較器９に入力する搬送波信号の振幅に変
化を与えることの】な１１（、丁ゐところは、これによ
り制御系のケ８インを見ＪＷ）　ｌ任意Ｇこ変化畑せ句
ヒとができ、応答牛１件の制御か可能に７：ｒ勺こと全
ｉ【わしでいる。

しかして、上記の信号ｅｐの振幅は？Ｉｉ制御情′＠ｐ
によってｆｌｉ：Ｉ御され、さらにこの制御信号ｐは出
力電流指令ａの変化率を表わすものと）（つでいるから
、結局、この実施例によれば、出力〒１τ、流指令値ａ
の変化小に応じてｆｌｉｌ目ｌη１系のケゞインが白１
肋的Ｇこ蛮化し、出力電流指令指令値ａが大きな変化寮
孕示すようになったときには、それに応じてｆｌｔｉｌ
征１系の応答特性ｔ、−ｓ　ＦＴ！、＜なり、反対に変
化率が小さく７′、ＣつたとぎＧこは１．６答特性が遅
くな４＞　Ｊ二うに１ｂ１しｊｊｌｌ−（ＸれることＧ
こなり、出力電流、指令値ａの過渡的な変化や周波数或
いはそのレベル変化ンよどに予じめ対応し７こ応答酸性
で制御全行１．ｃつことかでき、常にｔす曵の状態での
：Ｉｉ１ロ６１′（［？イすることができる。

７ヨオ、７２２１１１’：ｙｌ　（ａ）　、（ｂ）でＧ
１、出力′山ｍ、　Ｉ　全増加さｌ−する方向の制御に
ついてだけ説明したが、減少さする方向の１１ｊ：西１
についても全く同様なことはいうまでもない。

ｒ７ｘ　Ｍ、Ｆｐ、’　１２　Ｔｈ”３１　Ｇ１　本’
Ｆ＋’＋　”！’］’／）他（Ｊ）　　％　、！ｆｆｉ
　例Ｔ、ｌン１に１５いて、１６は信号変換器、１７は
アナ０グ掛算器であり、その他ｌｉ第６１ン１の実施例
と同じである。

４６号変換器１６６’１．　ｒｉ改分器１３からの微分
信号ａ′？入力とし、その極性を揃えた上でバイアス量
ケ訓整してｆｆｉ制御信号ｇを出力する働きをするもの
で、その具体的な一例ケ示すと第１３図に示すように、
例えば全波整流器などからなる絶対値回路１６ａと、加
算器１６ｂ１そｆ’Ｌ　にバイアス調整器１６ｃで構成
され、第１３図に示ゴーように、絶対値回路１６ａで微
分信号、＋　（筆８図参照）の極性を揃えて信号ｆ’Ｔ
ｈ得、それに対して加算器１６ｂにより所定のバイアス
電圧Ｅｉ与えて制御信号ｇ孕得るようＧこなっており、
このときのバイアス−Ｎ）　Ｅは調整器１６ｃによって
供給されるように７．１′っている。

なお、この信号変換器１６は第６図の実ＪＡ例Ｇこδけ
る信号変換器１４（第９図）から反転回路１４ｂを除い
たものと回しである。

掛９器１７は誤差増幅器７からの誤差信号ｄに対して制
御信号ｇ’（ｃ乗針し、その結果を信号ｄｇとして出力
する伽１１き全ブーる。

次Ｇこ、この実施例の動作について西１□明する。

まず、相初器１７に対する制御信号ｇが１、つまりこの
掛算器１７の入力と出力が宿しくなるような値に固定さ
れていたとする。

そうすると、このときには第３１ヌ１の従来例と同じよ
うに動作し、出力宵流工が出力■、トポ。指令値ａに応
じて制御され、出力電流Ｉの１１時値が１１Ｘ力電流指
令値ａの１（゛１時値に収斂するようなフィードバック
制例が行なわれること（こなる。そして、このときのフ
ィードバック制御系のり゛インは、主として誤差増幅器
７の１１！′ｊ件Ｇこまって力えられているほぼ一足の
（１ｔＨに保たれることＧこなる。

し力）しで、この実施例においては、微分器１３とイ＾
号変換器１６が没けられ、それによりｆｔ制御信号ｇは
出力１■１流指令値ａの変化率ヲ麦ねすものとして発生
式れている。

一方、１シ［銀器１７　ｃ：ｔ　、＋ｉｊｊ差増’ｌ’
ｉＲ”＋！：’ｒ　７の出力と比較器９のＫ　ｊｊ１Ｍ
信号入力との間に挿入され、１１１１１を１］信号ｇに
よつ゛Ｃ１１０差信号ｄのレベルと変Ｒ）８人カイｉ号
となる信号ｄｇとの比率全変化さ寸ζ）よう（こなって
いる力きら、制佃１信号ｇを変化をＩ土あと出方市？ｎ
ｒ、　Ｉに対するフィードバック制御系のケ゛インが変
化し、応答特性が変化することになる。

この結果、この氾１２図に示した実施例においては、出
力電流指令値ａの変化率が大きくなると制御信月ｇのレ
ベルが増加し、ごれによりフィードバック制御系のダイ
ンが上って応答速度を早くし、反対に信号ａの変イヒ率
が小さくなったときには制御信号ｇのレイルは減少して
応答速度は遅くなるように動作し、第６図の実施例と同
様に、常に最良の制御特性となるような応答特性が自動
的に皆られることになる。

そして、この実施例によれば、信号変換器１６に反転回
路が不敗になるので錨成が簡単になる。

なお、この実施例においては、制御信号ｇによって誤差
信号ｄのレベルが制御でさるようにすればよいのである
から、誤差増幅器７として電気的な制御信号によってケ
゛インの制御が可能なものを用いり、は、＃ｌ算器１７
は不要で、制御信号ｇを直接誤差増幅器７０制御入力に
供給するようにすればよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、出方電動的に制
御されるから、出力Ｔ１１加のＩ＾１波数やレベルが広
い軌囲にわたって変化しても常に最適な制御が得られ、
低速回転時でのモータ騒音を減らしながら高速回転時で
の制御精ｇ　ｆ充分に高く保つことができる電圧指令方
式の′１Ｊ、流比較１１３インバータによる交流電源の
制御方式を容易に提供することができる。

【図面の簡単な説明】

氾１回はインバータ乏用いたＸ流比較形９流電源装置の
主回路の一例を示す回路１ン）、２１λ２１ンロま同じ
くその制御層ｊ路の従来例を示す回路し１、第３図はそ
の動作説明用のタイミングチャート、第４図は同じく波
形図、第５図（ａ）　、　（ｂ）　４；ｔいずれも誤差
Ｒａｔ１１５）器の一例を示す回路図、印６図は本発明
によるタ：流電ｖ６制御方式の一実施例を示す回路図、
１４．７１ネロ１微分器の一実施例を示１回路１メ１、
第８図はその動作説明用の波形１”ｌ　、第９図は信号
変換器の一実施例を示す回路図、距１０１火１（ａ）〜
（ｃ）はそのｊｊｉ１１作説明用の波形図、第１１図（
ａ）　ｙ　（ｂ）　ｃ′：を制御動作の説明図、第１２
レロ１未発明の１１１の一実施例を示す回路図、第１３
図は信号変換器の一実施例を示す回路図、Ｔ１４図はそ
の動作説明用の波形図である０２Ａ、２Ｂ・・・主スイ
ッチング素子、３・・・モータ、４・・・電流検出器、
６・・・誤差検出器、７・・・誤差増幅器、８・・・搬
送波発生器、９・・・比較器（ｐｗｒａ変帥器）、］、
　０　、１１・・・駆動回路、１２・・・′改ＩＡｔ、
＋１電圧変換器、１３・・・微分器、１４．１６・・・
信号変換器、１５゜１７・・・掛算器。 ＋１図 ７２Ｒ 才３図 第４７ ′″ｍ５図 ＋６図 １７図 オｑ階 し−−−−ゴー」 ７１０図 （Ｃン 才１１　圀 ＜０．）　　　　　　　　　　　　　　（ｂ）ム　　　
　　　　　　　　　（ｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　出力〒ｕ電流指令値対する出力電流検出値の了イ
   ードパックにより出力電流のＩＩ）４［持仏を出力１（
   電流指令値の■・７時値に応じて制御するようにした電
   流比較形インバータによる交流笥、源装置において、上
   記出力電流指令値の変化率を検出して制御イバ号を発４
   ＩＥする変化率検出手段と、該制御信号により上記フィ
   ードバックのケ゛インを・変化訟せるケ゛イン制御手段
   とを設け、上記電流指令値の変化率に応じて電流ｉ１７
   ！制御系の応答特性を自動的番こ制御するようＧこ構成
   したこと孕４′に徴とづ゛る交流１・］→、源制御方式
   。 ２、　肋訂精求の範囲第１項においで、上記ゲイン制御
   手段が、上記インバータの主スイツチング素子制御用パ
   ルス幅変調器に対する搬送波信号の振幅を制御１−る手
   段で柘成されていること全特徴とする交流也源制？に１
   １方式。 ３、　　Ｗ　ｉＴ請求の範囲第１項において、上記ゲイ
   ン側位１１手段が、上記フィードバックのための制御系
   に含まれた誤差増幅器の出カイ；　４．；レベル’ｃ　
   ’＋ｉｉ’制御する手段で（）”り成でれていること寝
   ・ｔｌ’：ｒ徽と−ｊ−るｌ父流？ｌＬ源制御方式。