JPS59158700A - 電気−音響変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電気信号を音響信号に変換するために、−電気
入力信号を受は取る入力端子と、−電気信号を音響出力
信号に変換する電気−音響トランスデユーサ装置と、 −第１の入力端子及び第２の入力端子並びに出力端子金
有し、第２の入力端子に加えられる制御信号の制御の下
に第１の入力端子に加えられる電気信号の周波数特性を
補正し、補正された電気信号を出力端子から出力する等
仕儀と、 一前記電気一音響トランスデューサ装置を駆動するため
の増幅器と、 一音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信
号を発生するピックアップ手段と、−前記入力端子と、
前記等化器の第１の入力端子との間の信号径路内の一点
に結合される第１の入力端子と、前記ピックアップ手段
に結合される第２の入力端子と、前記等化器の第２の入
力端子に結合され、制御信号を出力する出力端子とを有
する周波数分析器とを一具える電気−音響変換装置に関
するものである０本発明は甘だ本発明装置と一緒に使用
される周波数分析器に関するものである。

冒頭に述べたタイプの装置は英国特許願第ＧＢ２、０６
８．６７８　Ａ号明細書に開示されている。この既知の
装置は閉じた空間（例えば、居間や自動車の車内）内で
トラーンスデューサ装置により放射された音響信号を自
動的に補正（等化）することを意図しているＣ１但し、
この発明はこのような空間で使用する装置に限定するも
のではない。而して装置のいくつかの要素の周波数特性
が平坦でなかったり、音響出力信号が放射される空間の
音響的性質のため、装置の入力端子に周波数応答が平坦
な電気信号を加えても再生時にひずみを伴なうことにな
る。そしてこの結果空間内に置かれている検出手段（例
えば、マイクロボン）が検出する音響信号の周波数特性
にも早や平坦でなくなる。そこでこの平坦でない周波数
％性を補償するために、入力端子とトランスデユーサ装
置：との間の回路内に等仕儀を入れる。そしてこの等仕
儀の周波数応答をピックアップ手段で検出される音響信
号の周波数特性と反対にセットする。この等仕儀の設定
は周波数分析器から得られる制御何列−により指示され
るが、この周波数分析器は一オクターブ又は゛】オクタ
ーブフィルタを有する２個のフイタノくンクを具える。

そして第１の入力端子に加えられる信号をこれらの２個
のフィルタバンクの一万により↓オクターブ又は１オク
ターブの幅を有するいくつかのｋ（ｌｌ波薮帯に分割し
、第２の入力端子に加えられる信号を他方のフィルタバ
ンクによりｉオクターブ又は１オクターブの幅を有する
等しい数の周波数帯に分割する。その上でこれらの２個
の信号についての各−オクターブ又は１オクターブの周
波数電力含有量を求める０次に両方の信号の対応する一
オクターブ又は１オクターブの周波数置力含有量を比較
することにより！−Ｈオクターブ又は１オクターブの補
正信号を導びくｏこれらの袖正信号全てが１とまって等
仕儀を制御する制御信号を形成している。

しかし、この既知の装置はいくつかの欠点を有している
。第１にこれは常に満足ゆく等化を与えるというもので
はない０第２にこれは非常にひずんだ出力信号を出すＯ
これは非常に不所望なことである。

そこで本発明の目的は、一層正確で良好な等化を与え、
ひずみ成分が相尚に小さい出力信号を出す装置を提供す
るにある。

本発明によればこの目的を達成するため、前記周波数分
析器を、第１と第２の入力端子に加えられた前もってデ
ィジタル化されている入力信号ｘ　（ｔ）及びｙ　（ｔ
）をフーリエ変換（例えば、離散フーリエ変換即ちＤＦ
Ｔ又は高速フーリエ変換即ちＦＦＴ）し、これらの信号
のフーリエ変換像Ｆｘσ）及びＦｙ（Ａを求め、これら
の２個のフーリエ変換像から伝達関数を計算し、この伝
達関数に含捷れている情報を用いて制御信号を求めるよ
うに構成したことを特徴とする。

伝達関数は周波数の複素関数Ｈｘｙ（ｆ）であることも
あり、周波数の実関数＋　ｎｘｙ（ハ１であることもあ
る。後者は複素伝達関数Ｈｘｙ（、？”）の絶対値に対
応する。このような本発明は次の事実を認識したことに
基づいている。即ち、既知の装置で例えば２０　Ｈｚか
ら２０　Ｋ）！ｚ　ＩｆＣ至る可聴周波数レンジを分割
することは１２個の信号を−オクターブフイルタ又は１
オクターブフイルタにより分析する時、満足のゆく程正
確ではなく、リニア々周波数スケールに沿って見た時特
に高い周波数で不正確なことである。−オクターブ及び
１オクターブフィルりの幅はフィルタの中心周波数が高
くなると共に犬さくなるが、このため特に高い周波数で
十分正確ではない等化が行なわれるからでおる。これに
対し本発明に従って周波数分析器でフーリエ変換技術を
用いれば、もつと幅の狭い周波数帯での測定が可能とな
る０２０Ｈｚ〜２０ＫＨ２の音響信号を分析しなければ
ならない場合は少なくとも４０１ＧＩＺの周波数で信号
をサンプリングしなければならない。−回の測定当り１
０２４個のサンプルをとると仮定すると（高速７−リエ
変換はいつも２　個、即ち、５１２．１０２４．２０４
８個等のサンプルを用いる０以后−例としてサンプルの
数は１ＯＺ４個と仮定する）、これは周波数領域では０
〜２０　ＫＨ２の周波数レンジで５１２個の（複素）サ
ンプルが得られる。等化層がディジタル動作する等化層
である場合は２０Ｈｚから２ＱＫＨ２迄の周波数応答を
非常に狭い周波数帯、即ち、本例では各４０Ｈ７，で適
応させることができる。等化層が、例えば、ｌオクター
ブフィルタを具える普通のアナログ　フィルタバンクで
あるか又は等化層が複数個のパラメトリック　フィルタ
を具える場合は、周波数分析器での伝達関数の幅の狭い
帯域の情報を等化器内の各フィルタに対する制御信号に
変換しなければならない。上述した全ての場合で、後に
明らかとなるように、伝達関数に含捷れるいくらかの情
報が無我されているが、このためｌオクターブ、ｌオク
ターブ又はパラメトリックフィルタを有する等化層です
ら良好な等化を与えるＣ また、ｍｌ述した既仰の装置は空間の１個又は複数個の
音響固有モードの接線又は鞍点又はその近傍にトランス
デユーサ装置やピックアップ手段を置くことを許さない
。音響固有モードは空間に生ずる（音響）自然共振（定
在波）であり、これについては１９７７年７月４日から
９日進マドリッドで開かれた第９回国際音響会ｉ　（１
，０，Ａ、　）に提出されたベーパＧ２のＪ、Ｍ、ｖａ
ｎ　Ｎ１ｅｕＷ１ａｎ（１及びＧ、Ｗｅｂｅｒの「Ｅｉ
ｇｅｎｍｏｄｅｓ　ｉｎ　ｎｏｎ−ｒｅｃｔａｎｇｕｌ
ａｒｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ　ｒｏｏｍｓ　Ｊを参
照されたい。接線とか鞍点というのは空間内の音場（固
有モード）の音圧がゼロである位置である。

トランスデユーサ装置が接線又は鞍点ないしぞの近傍に
なく、ピックアップ手段が接線又は鞍点ないしその近傍
に位置する時は、トランスデユーサ装置の出力信号によ
りこのような固有モードが励振されるが、この固有モー
ドはピックアップ手段により（はとんど）検出されない
。しかし、トランスデユーサ装置が接線又は鞍点ないし
その近傍に位置する時は、固有モード自体が励振されず
、従ってピックアップ手段の位置如何にかかわらず、検
出されることはない０この結果、この固有モードに対応
する共振周波数では伝達関数の値が非常に低い。

次に周波数分析器は制御信号を等化層に供給するが、こ
れによりこの共振周波数に対応するーオクターブフィル
タが付加的にこの周波数帯の電気信号を増幅する。そし
て等化層によりｌオクターブフィルタで上昇された電気
信号が関連する周波数帯で上昇させられた音ｑｌ信号に
変換される。このため周波数分析器が一回で°等化を行
なわねばならないような構造になっている場合は、等化
層を瞬間的にセットすると正しくなく、これは勿論不所
望々ことである０ 装置が繰り返し等化法で動作する場合は、次の等化段階
でピックアップ手段が関連する周波数帯で増幅された信
号を検出することはないかほとんどなく、従って周波数
分析器が再び制御イぎ号を等化層に供給し、前記ｌオク
ターブフィルタでの性力ｑ的増幅によシミ気信号を大き
くする。この結果利得は段階的に大きくなる０そして成
る瞬時に関連するｌオクターブフィルタの利得が過度に
高くなシ、信号を電源によシ限ったり、トランスデユー
サ装置が過負荷になった時この周波数レンジの信号がひ
ずむことになる。この結果トランスデユーサ装置の出力
信号も大きくひずむが、これ゛も明らかに望ましくない
ことである。生起する可能性のあるもう一つの問題はピ
ックアップ手段が窒間内でいくつかの空間の音響固有モ
ード間に破壊的干渉が生ずる位置に位置することである
。この時も才だ特定の周波数帯でピックアップ手段は全
く又はほとんど信号を検出せず、この帯域での伝達関数
の値が非常に小さくなる。これもまた前述したように、
等化層を間違ってセットしたり、音響出力信号に大きな
ひずみを持ち込むことになる。

本発明に係る一手法は、伝達関数が信頼できない周波数
帯の伝達関数が有する情報を無視することである０蓋し
、これらの周波数帯の情報は周波数応答の等化に更に寄
与することもなく、ひずみを生じたり、間違った等化に
至り勝ちであるからである。

而して伝達関数の信頼できない情報を無視する一つの方
法は、前述した場合には関連する周波数帯の伝達関数の
値が非常に小さいことを利用するものである◇これは次
のようにして達成される。

先ず、伝達関数の平均値を求める。そして特定の周波数
ｆ工において伝達関数の値が、Ｘを例えば２０又はそれ
以上の数として、この平均値のマ倍よりも小さい場合は
、この周波数に対応する伝達関数の値を無視する。これ
はディジタル等化器又は例えばＴオクターブフィルタを
具えるアナ［１グフイルタバンクを用いる場合、関連す
る周波数ｆでの伝達関数の値をこの周波数ｆｉに対応す
る関連するフィルタ用の制御信号を作るに当って用いな
いことを意味する。

こうすると等化が一層良好になると共に、出力信号にひ
ずみが生ずるおそれも小さくなる。

本発明に係る装置の一つの好適な実施例は、周波数分−
析器を更に、前記２個の信号間のコヒーレンス関数γｘ
ｙ（ト）を計算するように構成したことを特徴とする。

コヒーレンス関数γｘｙσ）は周波数分析器の２個の入
力端子に加えられる２個の信号ｘ　（ｔ）とｙ　（ｔ）
の間のコヒーレンスの程度（云い挨メーれば対応の程度
）を表わす。このコヒーレンス関数の値は０と１の間に
入る。特定の周波数帯で２個の信号間のコヒーレンスが
大きい場合はこの周波数帯でのコヒーレンス関数も高い
。逆にコヒーレンスが悪い場合は関連する周波数帯での
コヒーレンス関数も低い０そして特定の周波数帯でのコ
ヒーレンス関数が低いか高いかは夫々この周波数帯での
特許請求の範囲第１項に従って計算された伝達関数の信
頼度が低いか満足ゆくものであるかを意味する。

２個の信号Ｘ（ｔ）及びｙ　（ｔ）間のコヒーレンスが
悪く、従って伝達関数が信頼できなくなるいくつかの原
因については既に前に述べである。即ち、トランスデユ
ーサ装置又はピックアップ手段が９間の固有モードの接
線又は鞍点にらったり、ピックアップ手段が空間の袂数
個のモード間に破壊的干渉が生ずる位置に位置する場合
である。これらの場合は関連する周波数帯で伝達関数の
値が非常に小さくなる０ もう一つの原因は背景雑音又は他の混乱させる音、例え
ば独立した音源によシ生ずる連続音により伝達関数の測
定が乱されることである０それ故１これらの混乱させる
音が生ずる周波数帯では伝達関数が信頼できない。而し
てこれらの周波数帯での伝達関数の値は一般には余り低
くない。従って、前述した信頼できない＋＃報を有する
周波数帯を無視する方法は今の場合用いることができな
い。

信頼できなくなった原因如何にかかわらず伝達関数の全
ての信頼できない部分を無視するにはコヒーレンス関数
γｘｙＶ′）を用いるのが良い。

この目的で本発明に係る装置の一実施例は周波数分析器
を、制御信号を求めるに尚って、コヒーレンス関数ｒＸ
ｙび）が特定の値、例えば、０．８よりも小さい周波数
ｆ工の伝達関数の価を無視するように構成したこと全特
徴とする。原理的には、この値０８は可成シ任意なもの
である。例えば、０．８より高い値にすれば伝達関数の
無視されない部分の信頼度が高くなる。逆にコヒーレン
ス関数の値が０．７や０．６よりも小さい場合に無視す
るようにすると、伝達関数の残りの部分の信頼度が下が
り、有効な等化が行なわれなくなる〇 また、コヒーレンス関数は伝達関数を求めるに当って平
均化を行なわなければならない回数回の測定〔即ち、２
回程度２個の信号Ｘ　（ｔｌ及びｙ（ｔｌの１０２４個
のサンプルをとること〕から求められた伝達関数に対応
するコヒーレンス関数は全周波数レンジに亘って値が小
さく、従って、伝達関数はほとんど信頼で＠ない。Ｐ回
の測定を行なってＰ個の伝達関数を求め、次にそれから
平均伝達関数を求めるとすると、Ｐの値が大きい程平均
伝達関数も信頼できるようになる。そして平均をとると
、Ｐの値が太きくなればなる程この伝達関数に対応する
コヒーレンス関数の値も犬きくなる。しかし成る瞬時以
尼ばＰを更に大きくしてもコヒーレンス関数の値がそれ
以上太きくならなくなる。これは特定の値Ｐ　を越えて
平均をとる数を更に増しても伝達関数の信頼度がそれ以
上高くならないことを意味する。これについては１９７
７年に英国のロンドンで開かれた環境技師協会のシンポ
ジウムに提出されたペーパであるＥ　、　Ｌ　、　Ｐｅ
ｔｅｒＳＯｎとＡ、Ｌ。

ｋｌｏｓｔｅｒｍａｎの「Ｏｂｔａｉｎｉｎｇ　ｇｏｏ
ｄ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｆｒｏｍａｎ　ｅｘｐｅｒｉｍｅ
ｎｔａｌ　ｍｏｄａｌ　５ｕｒｖｅｙ　ｊを参照された
い。このようにして、コヒーレンス関数から最も信頼で
きる伝達関数を得るために少なくとも何個の平均をとら
ねばならないか、その個数Ｐ７を知ることができる。

ｔたコヒーレンス関数をル］いると装置を正規に使用し
ている間に等化を行なうこともできるようになる。この
時装置に加えられる信号（例えば、−小節の音楽）が周
波数分析器の第１の入力端子に加えられる入力信号とし
て役立ち、ピックアップ手段により検出された（音楽）
信号が周波数分析器の第２の入力端子に加えられる入力
信号として役立つ。そしてその楽節が特定の周波数帯で
電力を有していない時は、勿論この周波数帯で伝達関数
の信頼度が非常に低く、それ故この周波数帯で等化を行
なうのに使用することはできない。この時もコヒーレン
ス関数を使用することができる。

この周波数帯でのコヒーレンス関数が非常に低い値であ
ると、この周波数帯の伝達関数に含まれる情報は等化器
用の制御信号を決めるに当って自動的に無視される。

注意すべきことは高速フーリエ変換の理論と応用自体は
既知であシ、例えば下記の文献を参照できることである
。

ａ）　Ｒ，Ｅ、Ｒａｎｄａｌｌ著「Ａｐｐｌｉｃａｔｉ
ｏｎ　ｏｆ　Ｂ　＆　ＫＥｑｕｉｐｍｅｎｔ、ｔｏ　　
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　　Ａｎａｌｙｓｉｓ　Ｊ　　、　
Ｂｒ１ｉｅｌａｎｄ　ｋｊａｅｒ社刊、１９７７年８月
、特に第２，５及び６章。

ｂ）　　、Ｊ、Ｓ、Ｂｅｎｄａｔ及びＡ、Ｇ、ｐｉｅｒ
ｓｏｌ著「Ｒａｎｄｏｍａａｔａ　：　Ａｎａｌｙｓｉ
ｓ　ａｎｄ　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ　ｐｒｏｃｅｄｕ
ｒ−ｅｓ　Ｊ、１９７１年Ｗｉｌｅｙ　Ｉｎｔｅｒｓｃ
ｉｅｎｃｅ社刊、特に第５及び６章。

Ｃ）’　　Ｋ、Ａ、Ｒａｍ５ｅｙ著！−Ｅｆｆｅｃｔｉ
ｖｅ　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓｆｏｒ　５ｔｒｕｃｔ
ｕｒａｌ　ｌ）ｙｎａｍｉｃｓ　Ｔｅｓｔｉｎｇ　ｊ第
１部１ＳＯｕｎｄ　ａｎｄ　Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ　誌、
１９７５年１１月、第２４４〜８５頁。

捷だ、離散した周波数領域を用いる自動筒−化法が電話
回線を用いるデータ伝送において適用される。ＩＥＥＥ
　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔ
ｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ。

第１Ｔ　−１９巻、第１号、１９７８年１月、第５９〜
６８頁参照。しかし、本発明に係る周波数分析器で（高
速）フーリエ変換技術を用いることや、これにより空間
での（自動）等化について得られる利点と方法とは未だ
知られていない。

本発明に係る装置ｕは更に周波数分析器を、ツーくとも
笑質的に最適通路を経るトランスデユーサ装置からピッ
クアップ手段迄の音響出力信号の伝播遅延に対応する時
間間隔だけ遅延させるように構成したことを特徴とする
。こＸで問題となる時間間隔は装置が音響エネルギーを
放射する空間の測定されたインパルス応答ｈ（τ）又は
２個の（ｉ号Ｘ　（ｔｌ及びＶ（ｔ）の重なシ相関関数
Ｒｘｙ（τ）から求めることができる。

而してインパルス応答を利用する場合は、装置が正規に
使用される前にテスト信号をトランスデユーサ装置に加
えねばならない。この時ピックアップ手段がこのテスト
信号に対する空間の応答、即ち、インパルス応答ｈ（τ
）を検出する。上記時間間隔はテスト信号がトランスデ
ュ〜す装置に加えられた腎時と、ピックアップ手段が最
初に信号を検出する瞬時との間で経過する時間又はトラ
ンスデユーサ装置にテスト信号が加えられた瞬時と、イ
ンパルス応答の最大値が生ずる瞬時との間で経過する時
間としてとらえることができる。而して何時もと云う訳
ではないがしばしばこれらの２個の時間間隔は互に等し
い。

この時間間隔を重なり相関から求める場合は、装置が正
規に使用されている時にこれを行なえるという利点が得
られる。この場合信号ｘ（ｔｌ及びｙ（ｔ）（例えば装
置で再生される普通の音楽信号）からフーリエ変換技術
で重なり相関関数を導き出すことができる。そして問題
となる時間間隔はこの重なり相関関数の絶対値が最大（
即ち最高〕になる時のτの値ヲとることにより得られる
０′８１々の方法で得られる時間間隔の（ｉｆｌｆはト
ランスデユーサ装置とピックアップ手段との間での音波
の伝播遅延に対応する０またトランスデユーサ装置とピ
ックアップ手段とが少なくとも実質的に互に向き合う場
合は前記最適経路は両者の間の最短路に対応する。これ
に対し両者が互に対向（ッない時はトランスデユーサ装
置からピックアップ手段への最適径路は室の壁からの反
射を介して延在する。

第１の信号を前記時間間隔てだけ遅延させると２個の信
号ｘ　（ｔ）とｙ　（ｔ）との間に一層良好な対応が得
うレる。この結果コヒーレンス関数が一層良好となり（
一層大きな周波数レンジでコヒーレンス関数が例えば帆
８よりも大きくなる）、計算された伝達関数も一層良好
となる。このため等化も一層良好となる。

周波数分析器を更に、第１の入力端子に刃口えられた信
号を遅延させた後フーリエ変換を施す前に、時間窓によ
り２個の信号の長さを制限し、時間窓の長さがほぼピッ
クアップ手段がトランスジューサ装置の直接音響出力信
号と、）・ランスデューサ装置の音響出力信号のいくつ
かの初期反射とを検出する時間間隔に対応するように構
成すると好適である０この手法はトランスデユーサ装置
を介して音響（ステレオ）信号を受は取る聴者の聴覚の
興奮は主として直接音及び所熊初期反射に依存する事実
を認識したことに基づいている０そして初期反射は直接
音が到達しだ後４　ｇ　ｍｓないし５０ｍ５以内に聴者
に到達するＯそれ故、時間窓の長さけ最大でも４０〜５
９　ｍｓとするが、ピックアップ手段により受は取られ
る信号の時間の関数としての崩壊に依存してこれよりも
短くしてもよい。

ｉたこの場合インパルス応答ｈ（τ）を用いることもで
きる０例えば、インノくルス応答の振幅が最大振幅（こ
れは到達した時の直接音の振幅である）の′−（又は他
の比較、例えば専）に下った時の瞬時８ が時間窓の終了を決めるＯ 時間窓の長さを決めるのに前述した重な９相関関数Ｒｘ
ｙ（τ）を用いることもできる。／？！ｒ反射は重なり
相関関数の絶対値ＩＲｘｙ（τ）１の曲線の極太値とし
て現われる０そしてこの時時間窓の長さはτ。

を（直接音によりひきおこされる）ＩＲｘｙ（τ）ｊが
最大値をとる時のτの値とし、τ、をＩＲｘｙ（τ）１
の極太が未だこの最大値のｉ（又は他の比較、例えは、
１）に等しい値を有する時のτの最大値とした時の時間
間隔τ１−で。に対応する０本発明はまたステレオホニ
ツク信号を再生する装置にも関するものであり、この目
的で、更に、ステレオホニツク信号を音響信号に変換す
るために、第２の電気入力信号を受は取る第２の入力端
子と、この第２の電気入力信号を第２の音響出力信号に
変換する第２の電気−音響トランスデユーサ装置と、こ
の第２の電気−音響トランスデユーサ装置を駆動するだ
めの第２の増幅器とを具え、等化器に更に第８及び第４
の入力端子並びに第２の出力端子を設け、第４の入力端
子に加えられる第２の制御信号の影響の下に第８の入力
端子に加えられる第２の電気信号の周波数特性を補正し
、第２の出力端子から補正された第２の電気信号を出力
するように構成し、周波数分析器に前記第２の入力端子
と等化器の第８の入力端子との間の信号径路内の一点に
結合される第８の入力端子と、等化器の第４の入力端子
に結合され、第２の制御信号を出力する第２の出力端子
とを設け、また周波数分析器を、第８の入力端子に加え
られた予じめディジタル化されている入力信号ｚ　（ｔ
）にフーリ正変換を施し、この信号ｚ（ｔｌのフーリエ
変換像Ｆ７．（ｊ）を作り、２個の信号ｚ　（ｔ）及び
ｙ（ｔ）のフーリエ変換像から第２の伝達関数を計算し
、この第２の伝達関数に含丑れる情報を用いて第２の制
御信号を求め、信号ｘ（ｔｌとｙ（ｔ）の間の部分コヒ
ーレンス関数γｘｙ、ｚヴ）と、信号ｚ　（ｔ）とｙ（
ｔｌの間の部分コヒーレンス関数γ２ｙ、Ｊｊ’）Ｌを
計算し、夫々第１と第２の制御信号を求めるに当って、
部分コヒーレンス関数γｘｙ　−ｚ（イ）及びγｚｙ、
ゆび）の値が０７と１．０の間に入ると好適な特定の固
定値より小さい周波数ｆ工の第１と第２の伝達関数の値
を無視するように構成したことを特徴とする。第１の入
力端子を介して、例えば、左側の信号を装置に加え、第
２の入力端子を介して右側の信号を装〉に加えることが
できる。ピックアップ手段は第１のトランスデユーサ装
置からの音響信号と、第２のトランスデユーサ装置から
の音響信号とを両方とも検出するから、゛今度は部分相
関関数を計算して計算された伝達関数の信頼度（従って
、第１と第２の制御信号を決めるに当って伝達関数のど
の周波数帯を無視しなければならないが又は無視して・
はならないか）を求めねばならない。部分相関関数の理
論自体は既知である（参考文献（ｂ）、５．４章参照）
。

しかし、本発明に係る装置で部分相関関数を用いること
は知られていない。

明らかに、前述した一方の信号を他方の信号に対して遅
延させる手法や、時間窓にょ９信号の長さを制限する手
法はステレオの場合にも適用でき＼ 図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図に示す回路の入力端子ｌは信号源２からの電気入
力信号を受は取る。信号源２は第１図に示したようなモ
ノホニツク信号を供給できるが、この代すにステレオホ
ニツク（ｆｉ−Ｑを供給することもできる。後者の状況
は第７図に詳細に示しである。入力端子１は前置増幅器
３を介して等比容４の第１の入力端子７に接続する。等
比容仝はまた第２４の入力端子８と出力端子９とを有す
る。この等比容４はライン１０を介して第２の入力端子
８に加えられる制御信号によシ第１の入力端子７に加え
られる電気信号の周波数特性を補正し、補正された電気
信号を出力端子９から供給するような構造になっている
。等比容４の出力端子９は増幅器５を介してトランスデ
ユーサ装置６に接続するｄトランスデユーサ装置６は１
個又は複数個の拡声器１１を具える。トランスデユーサ
装置６は入力端子１２に加えられる電気信号を音響出力
信号に変換し、この音響出力信号を室１Ｂに放射するこ
とを目的とする０室１８内にはマイクロホンの形態をし
たピックアップ手段１４をｔｉき、宰１３内の音瞥信号
を検出し、この音響信号の目安となる電気信号を発生す
るようになっている。入力端子１と等比容４の第１の入
力端子７との間の信号径路内の一点２８をアナログ−デ
ィジタル変換器２５を介して周波数分析器１６の第１の
入力端子１５に接続する。ピックアップ手段１４の出力
端子は前置増幅器又は自動利得制御回路２４及びアナロ
グ−ディジタル変換器１８を介して周波数分析器１６の
第２の入力端子１７に接続する。前置増幅器２４はビッ
クアンプ手段から送られてくる信号を増幅して信号レベ
ルをＡ／Ｄ変換器１８の測定レンジと両立できるように
することを目的とする。回路要素２４が前置増幅器であ
る場合はその利得を周波数分析器１６により制御する必
要がある。また回路要素２４が自動利得制御回路である
場合は非常にゆっくりと動作する必要かを）る０ＡＧＯ
の利得は測定時間中に変化して（はならない（この時間
は、例えば、１０２４．個のサンプルのデータブロック
により占められる時間に対応する）。

また周波数分析器１６の出力端子１９からラインＩＯを
介して等化層４の第２の入力端子８に制御信号が供給さ
れる。周波数分析器１６は夫々Ａ／Ｄ変換器２５及び１
８でディジタル化された後入力端子１５及び１７に加え
られる入力信号Ｘ　（ｔ）及びｙ（ｔ）をフーリエ変換
（ＤＦＴ又はＦＦＴ　）Ｌ、これらの２個の信号のフー
リエ変換像Ｆｘ（ｆ）及びＦｙ（ｆ）を作り、これらの
伝達関数に含まれる情報から制御信号を求める構造にす
る。

次式により伝達関数Ｈｘｙ（ｆ）を計算すると好適であ
る。

参考文献（ｂ）　５．２章第１４５及び１４７頁並びに
式（５，２９）参照。この式でＦｘ（ｆ）はＦｘ（ｆ）
の共役、複素関数であり、Ｇｘｙ（ｆ）は信号濱ｔ）と
ｙ　（ｔ）の（複素）重なりスペクトルであり、Ｇｘ（
ｆ）は信号ｘ　（ｔ）の自己スペクトル（実関数）であ
る。Ｇヶω）は複素関数であるから、伝達関数Ｈｘｙ　
Ｋ＋も周波数の複素関数°である。而して信号Ｘ（ｔｌ
及び、Ｙ　（ｔ）から誘導される伝達関数は必らずしも
信頼度が高くないが、これは次のような原因による。

（Ｉ）トランスデューザ装置が？ド１３の固有モードの
接線若しくは鞍点又はその近傍に位置する。

（Ｉｔ）　　ピックアップ手段が室１Ｂの固有モードの
接線若しくは鞍点又はその近傍に位置する。

（Ｉｌｌ）　　ピックアップ手段が室１３内で複数個の
固不モード間の破壊的々干渉が生ずる位置に置かれる。

（１■）伝達関数の測定が背象雑音（ランダム信号）に
よｐ傷つけられる。

（）伝達関数の測定が連続音のような連続したランダム
でない信号によシ乱される。

（■］）他の棟々の原因 最初の８個の原因は関連周波数帯で伝達関数の値が非常
に低くなることを特徴とする。これを以下に第２図及び
第８ａ図につき浦、明するが、第２図ではピックアンプ
手段が室■８の固有モードの枝線又は鞍点に正確に丁度
位置している。

第２図は２個の音響固有モード（即ち定在波）２０及び
２１を示しているが、これらの固有モードは室１８の長
手方向に生じ、拡声器１１の出力信号により励振される
。縦方向には音圧の振幅をとっている。固有モード２０
は共振周波数ｆ工を有するが、この共振周波数ｆ１は固
有モード２１の共振周波数ｆ２のｉに等しい。ピックア
ップ手段１４は正確にこれらの２個の固有モードの鞍点
に位置している。そしてこの位置では２個の固有モード
の音圧がいずれもゼロに等しく、ピックアップ手段１４
は何の信号の中味も検出しない０これを第８ａ図に示す
０トランスデユーザ装置が接線若しくは鞍点又はその近
傍、即ち、第２図でピックアップ手段１４が置かれてい
る位置にある場合も同じことがあてはする０この時はピ
ックアップ手段は別の位置に位置する。而してこの場合
は２個の固有モードが励振され々い。−１だピックアッ
プ手段の位置で複数個のモード間に破壊的干渉が生ずる
場合も同じことがあてはまる。

第８ａ図で曲線８０は伝達関数Ｉ　Ｈ工、（ｆＮを表°
わすが、この伝達関数は（複素）伝達関数ＨＸｙ（ｆ）
の絶対値に対応する。従って、伝達関数ＩＨｘｙ（ｆ）
１は周波数の実関数である。フーリエ変換による伝達関
数の計算ではサンプリングされた信号が用いられるから
、計算された伝達関数も８１で示し々ようなサンプルか
ら成り、連続した曲線８０は得られない。そして２個の
サンプル間の周波数Δｆは に等しい。こＸでｆｍは伝達関数の上限（即ち、例えば
２０　ＫＨ２）であり、ｆＳはサンプ１ルング周波数で
あり、Ｎは一回の測定で得られるサンプルの数である。

参考文献（Ｃ１の「Ｔｈｅ　ｔｒａｎｓヱ゛６ｒ　ａｎ
ｄｃｏｈｅｒｅｎｃｅ　ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ　Ｊど題す
る草ヲ参照されたい。このように、伝達関数はｆ＝ｏと
ｆ−ｆｍとの間に一個のサンプルを具える◇第８ａ図に
見るように、周波数−１０及びｆ、、並びにそれらの近
傍では伝達関数の値が非常に小さい。導入部で述べたよ
うに、既知の回路はこれを補正しようとするが、そうす
ると、（１回の等化段階が必要な場合は）回路が間違っ
てセットされ、（反復等化法にょシ回路が動作する場合
１ｄ、）利得が高くなりすぎ、回路の音響出力信号が著
しく歪んでし甘う。これは望ましからざることであり、
本発明によれば等仕儀委の制御信号を求めるに当り、周
波数ｆ及び■ ｆ２並びにそれらの近傍での伝達関数に含着れる情報を
無視する。

これを達成する一つの方法は伝達関数の平均値Ｈｏの７
倍よりも小さい値しか有しないサンプルを無視し、この
代りに伝達関数ｊＨＸｙ（Ａ１の全てのサンプル８１の
値の和をと９、次にこの和をサンプルの数（−Ｎ）で除
してＨｌｌ・Ｈｍを求めるこどである。明らかに周波数
ｆ及びｆ２近傍の周波数帯のいくつかのサンプルは値が
Ｈｎよりも小さく、それ数取シ除かれる。原因Ｏｖ）が
測定された伝達関数の信頼度に及ばず効果は、伝達関数
を１０回求め、次に平均伝達関数を求めれば低減、更に
は除去できる。この時（原因１ｖ　）干渉信号の雑音様
の成分は平均をとる時性に出てしまう。これに対し、原
因（■）と（ｖｌ）の影響は伝達関数の形状から直接明
らかという訳にはいかない。それ故、これにより信頼で
きなくなった周波数帯では伝達関数を求めることができ
ず、上述した方法により無視することもできない。伝達
関数の信頼できない周波数帯の値を求め、次に無視する
良い方法はコヒーレンス関数γＸｙ（ｆ）を用いるもの
である。この方法は伝達関数に不信頼性を持ち込む原因
如何にか＼わらず正しく機能する。

第８ｂ図で曲線３２は次式で計算したコヒーレンス関数
を表わす。

参考文献０））（７）５．２章第１４５　Ｊ［式（５１
０）　全参照されたい。この式で＋　Ｇｘｙ　Ｃｆ）　
Ｉ　　は重なりスペクトルの絶対値の２乗であり、これ
は重なりスペクトルに共役複素重なシスベクトルを乗算
することによシ計算される。またＧｙ（ｊ）は信号ｙ（
ｔ）の自己スペクトル（実関数）である。式（８）の全
ての項は実数であるからγｘｙび）も実数であり、次の
関係を満たす。

０≦γＸｙ（Ａｓ２　　　　　　　　　（４）参考文献
（＋））の５．２章第１４−２頁の式（５，２４）を参
照されたい０事央は、伝達関数の場合と同じように、連
続した曲線８２は得られず、ｆ＝ｏとｆｕｎｃｔｉｏｎ
ｓ　Ｊと題する章を参照されたい。

コヒーレンス関数は計算された伝達関数の信頼度の目安
となるものである。特定の周波数帯でコヒーレンス関数
が高い値（例えば＞　０．８　）をとる時は、この周波
数帯での伝達関数の信頼度が満足ゆくものである。逆に
コヒーレンス関数の値−が低い時は、伝達関数は信頼度
が低い。第８ｂ図は周波数ｆ及びｆ２の周りの周波数帯
でコヒーレンス関数の値が低いことを明瞭に示している
。それ故、これらの周波数帯で伝達関数Ｉ　Ｈｘｙ（ｆ
ｌ　１の信頼度は低い。このようにして、伝達関数でコ
ヒーレンス関数の値が０．８よりも小さいサンプルを無
視することにより、信頼できる伝達関数の情報だけが保
全され、等化層４の制御信号を求めるために使用される
ようにすることができる。明らかに上述した場合はｆ□
及びｆ２の周りの周波数帯が無視される。

また、明らかにｆ＝ｏ及びｆ　）＞　ｆ８の周波数帯も
無＋ｎされる。これは前に（Ｖｌ及び（ｖｌ）で述べた
原因による可能性がある。押々の他の原因は次のような
ものである。

一信号Ｘ　（ｔ）の周波数成分が、例えば、ｆ８より下
の周波数に限られることがある。この場合は周波数がｆ
８より高い部分の情報）ＨＸｙ（ハ１が（Ｎ頼できず、
等化のために使用することかできない。

−トランスデユーサの動作周波数レンジの下限であるｆ
＝ｏから約１００Ｈ２迄の非常に低い周波数では、トラ
ンスデユーサ装置が信号を古生できない。それ故、この
周波数レンジ内の伝達関数の情報も信頼できす、無視し
なければならない〇伝達関数の情報を用いる他の計算は
次のようである。先ずｆ＝ｏからｆ　＝　ｆ、迄の伝達
関数ｔ　Ｈｘｙ（イ）Ｉの周波数レンジをいくつかの周
波数帯に分割する。こうすると各周波数帯は等什器の関
連するフィルタの周波数帯に対応する。例えば、等什器
がいくつかの一オクターブフイルりｔＪＬ、ｔる場合は
、第８ａ図の周波数軸を分割して各々が１オクターブの
幅を有する周波数帯になるようにする０これを第４ａ図
に示すＯ第４ａ図は８個の周波数帯Ｔ・　　Ｔ及びＴｉ
、＋　１を示し、これが夫１−１　°　　〕 夫帯域幅ｂ　（１−１）　、　ｂ（ｉ）及びｂ（１＋１
）を有する８個の（ｉオクターブ）フィルタに対応する
０伝達関数ＩＨｘｙ（ト）１のサンプル（の値）をａ（
ｎ）とする。それ故、ｎがＯから７に至る範囲で、＋　
ＨＸｙ（ｎΔｆ）ｌ　＝ａ（ｎ） が成立する。こうなると、各周波数帯土に蓄わ見られて
いるエネルギー量Ｅ　（ｉ）が次のようにして求まるＣ 但し、こ＼で ｎ、は周波数帯１内の最低の系列番号を有するサンプル
の系列番号である。

ｎｈは周波数帯ｉ内の最高の系列番号を有するサンプル
の系列番号である。

式（５）では周波数ｉ内に入るサンプルの数ｎｈ−，ｎ
ｚ＋＋１で除算することにより正規化を行っている０１
個又は複数個のサンプルを無視することは次のような効
果を式（５）によるＥ　（ｉｌの計算に及ばず。周波数
帯ｉ内のコヒーレンス関数の関連する値７Ｘｙ（ｎ）が
（例えば）０．８より小さい各ａ（ｎ）につき、−関連
するａ　（ｎ）に対し値ゼロをとる。

一式（５）によるＥ（土）のｔｔ′ｓで一４ｆ　ｎｈ−
ｎ、＋、、１を１だけデクリメントする。

周波数帯の各々に対しこれは値Ｅ　（１）を生む〇−例
としていくつかの値を第４ｂ図でいくつかの値１に対応
する柱に与えている。

次に平均エネルギー量Ｅｇｅｍを求める。これは全ての
値Ｅ　（ｉ）の和をと９、この和を値の数によシ除する
ことにより行なうことができる。しかし、次の式で”　
　Ｉｎを求めると好適である◇ｅ Ｅ＝　Ｅｒｎａｘ＋”ｍｉｎ ｇｅｍ　　　　２ こ＼でＥ□工は周波数帯工につき存在する最大エネルギ
ー板、Ｅｍｉｎは最小エネルギー量である。

而して第４ｂ図によｔ７．ば、周波数帯１＋１が最大エ
ネルギー板を有し、周波数帯ｉ−２が最小エネルギー量
を有する。そして差Ｅ（ｉｌ−Ｅ、ｍは周波数応答曲線
が平坦でない程度の目安である。第４ｂ図ではこれらの
差がハツチングされた部分によｐ示されている。周波数
分析器１６は今度はこれらの差を用いて等什器４内の伝
達関数の関連する周波数帯ｉに対応する各（ｉオクター
ブ）フィルタに対する制御信号Ｓ　（ｉ）を供給する。

制御信号５（１）は今度は次のような形で対応する周波
数帯１のエネルギー址に関係するに＼でａは一回で等化
する場合はα＝１であり、繰ｐ返して等化する方法の場
合はαは１よシ小さく、例えば、０．９である。式（６
）から結論されることは、制御信号Ｓ　（ｉ）の影響の
下に、等什器の、エネルギーｔＥ（ｉ）がＥｇ８ｍ、１
１：　ｆｉ大きな伝達関数の周波数帯（例えば、第４ｂ
図の土＋１の周波数帯〕又はエネルギーｍ：　Ｅ　（ｉ
）が”ｇｅｍよシ小さな伝達関数の周波数帯（例えば周
波数帯１−２）に対応するフィルタｉの利得を夫々下げ
ｆｃυ土ばたりしなければならない。一段等化の場合は
、この時−回で等什器のフィルタの正しい利得の設定が
得られる０繰り返し等化法を用いる場合は、等什器の正
しい利得の設定が得られる迄上述した動作を繰シ返す０ 周波数分析器１６の入力端子１５及び１７に与えられる
信号をフーリエ変換する前に、入力端子１５に与えられ
る信号を少なくとも概略トランスデユーサ装置６の音響
出力信号が最適な径路を経てピックアップ手段１４に至
る伝播による遅延に対応する時間間隔だけ遅延させるこ
とによυ上述した等化法を改良することができる。第１
図の例では最適な径路は拡声器１１とマイクロホン１４
との間の最短径路に対応する・この時時間隔は亘に等し
い。但し、ｄは上記最短径路の長さであり、Ｃは全気中
での音波の伝播速度である。

第５図は拡声器１１とマイクロホン１４との間の最適径
路８５が室１３の一つの壁で反射して延在する拡声器１
１とマイクロホン１４との配置を示している。この時入
力端子１７に入る信号は入力端子１５に加えられる信号
に対してトランスデユーサ装置６とピックアップ手段１
４との間の伝播遅延により生ずる遅延を伴なってこの入
力端子１７に到達する。伝達関数を求めるに当って周波
数分析器で正しい信号を用いるようにするためには、上
記伝播遅延に対する補正を行なわねばならないが、これ
は入力端子１５の信号を同じ時間間隔だけ遅延させるこ
とにより達成できる。而してこの時間間隔の長さは室の
インパルス応答ｈ（τ）又は２個の信号ｘ（ｔ）とｙ（
ｔ）との間の重な逆相関関数から求めることができる。

第６図は室１３の、室１８内でトランスデユーサ装置に
より瞬時τ−０で作られたパルス状の信号に対する応答
の絶対値を表わす。この応答、即ち、インパルス応答ｈ
（τ）は明らかに音響信号は成る時間τ。遅れてピック
アップ手段に達することを示している。この時間τ。は
時間間隔の所要の最短の長さである。代９にインパルス
応答がその最大振幅に達する瞬時に対応する値τ。′を
点ることもできる。この遅延時間は重な逆相関関数Ｒ，
（τ）から導びくとともできる。そしてこの方が有利で
ある。何故ならば、別個のテスト信号を必要とせず、直
接信号ｘ　（ｔ）及び”／（ｔ）を用いることができる
からである。■な逆相関関数は重なシスベクトルＧｘｙ
　Ｃｌ’）に逆フーリエ変換を施すことにより得られる
〔参考文献（ａｌ　、　６　、５章参照〕。伝達関数Ｈ
ｘｙ（ｊ）を計算するにはいずれにせよ重なシスベクト
ルを求めねばならないから〔式（１）参照〕、重な逆相
関関数は簡単に得ることができる。重な逆相関関数の絶
対値、即ち＋Ｒｘ、、、（τ）１の曲線はいくつかの極
太値をとるが、その中でτ＝０がら始壕ってτの値が大
きい方に向って最初の極大が最大値をとる。そしてこの
極太が生ずるτの値が前記の遅延時間τ。′となる。周
波数分析器１６の第１の入力端子１５に加えられる信号
Ｘ　（ｔ）をこの伝播遅延だけ遅延させることにより一
層よく時間と対応する２個の信号のデータブロックを用
いて伝達関数を計算することができる。これは一層良好
な（一層信頼度が高い）伝達関数を与える。この結果一
層広い周波数帯でコヒーレンス関数が（例えに１″）０
．８以上となり、無視しなければならない伝達関数の情
報が少なくなる。

２個の信号をフーリエ変換する前で、第１ｐ入力端子１
５に加えられた信号を遅延させた後に、時間窓により２
個の信号の長さを制限すれば、−Ｆ述した等化法に対す
る別の改良が得られる。この時間窓の長さはピックアッ
プ手段１４が直接トランスデユーサ装置の音響出力信号
を受は取り（即ち、この直接の信号ｉ−１：＠時τ。ｐ
＋降にピックアップ手段に到達する）、この信号の何回
かの初期反射が検出される時間間隔１に大まかに対応す
る。これらの反射はτ。後の一層長い部間間隔τに亘る
いく同かの極太値としてインパルス応答ｈ（τ）及ヒ重
なり相関関数＋ＲＸｙ（τ）１に現われる（第６図参照
）。

どこ迄の反射を初期反射と与なさねばならないかを決め
る基準は対応する極太値の値が、例えば、瞬時τ。′に
おける最大値の７以上である反射を考慮に入れるように
するものとすることができる。

第６図ではこれは値τ１に対応する０τ、は類似した態
様で重なり相関関数から導ひくことができる。

第６図から時間窓τ、−τ。は伝達関数の計算に必要な
Ｎ個（＝　１０２４）のサンプルのデータ　ブロックの
長さよシも短いことが明らかであ、る。Ｎ個（＝　１０
２４　）のサンプルのデータブロックの長すはτ。に等
しい。これにもが＼ゎらず伝達関数を求められるように
するために、長さτ　のデータブロックが得られる迄時
間を限られた信号に０を補う（「ゼロ充填」）。

このように信号の長さを限ることは有利である。

蓋し、トランスデユーサ装置から放出された音響（ステ
レオ）信号を受は取る聴者の感覚は主として直接音及び
所謂初期反射に依存するだけであるからである。これら
の初期反射は直接音の到達后最大で４０〜５　Ｑ　ｍ３
以内に聴者に到達する。これはτ１−τ。が最大値４０
〜５０　ｍＳを有することを意味する。

信号源２がディジタル信号を供給する場合は、（等什器
の回路設計に依存して）等什器４の手前又は後にディジ
タル−アナログ変換器を入れる必要がある。この場合は
アナログ−ディジタル変換器２５及び前置増幅器８′ｆ
−省くことができる。

サンプリング周波数が４０　ＫＨ２（これは２０Ｈ７〜
″２０　ＫＨ７の音響信号を解ル１するのに必要な最低
の周波数である）で−回の測定当り１０２４個のサンプ
ルをとる場合は帯域幅が４０　Ｈ７であることを既に述
べた０これよシ高い周波数、例えば、約２５０Ｈｚの場
合は、この帯域幅はこのレンジでの対応するｉオクター
ブの帯域幅より狭く、この結果ｉオクターブフィルタに
よる測定と比較して改良が得られる。２５０Ｈｚより低
い周波数の場合は状況が反対になる。−オクターブフィ
ルタよりも狭い帯域で測定できるようにするため、２゜
ＫＨｚ迄の周波数レンジを２個の部分に分け、第１の部
分を０！Ｈ２から、例えば、２５０Ｈ２迄とし、第２の
部分を２５０　Ｈ２から２０　ＫＨｚ迄とする。各部分
を各別のサンプリング周波数でサンプリングし、両方の
測定の裔々につき１０２手サンプルをとり、２個の測定
を再び組み合わせて全周波レンジに亘る伝達関数を得る
ことにより、全周波数に回る、即ち低周波数の場合でも
所望の周波数分解能を得ることができる。

第７１ａｉｄステレオホニック信号を再生できる本発明
回路の一実施例のブロック図である。この目的でこの回
路は信号源２により与えられる第２の電気入力信号を受
は取るための第２の入力端子４１と、第２の電気信号を
第２の音響出カ毎月に変換するための第２の電気−音響
トランスデユー゛す装置４６と、この第２のトランスデ
ユーサ装置４６を駆動するための第２の増幅器４５とを
具える。また等什器４は第８の入力端子４７及び第４の
入力端子４８並びに第２の出方端子４９を具え、第８の
入力端子４７に加えられる第２の電気信号の周波数特性
を第６の入力端子４８に加えられる第２のライン５ｏ上
の第２の制御信号の影響の下に補正し、補正された第２
の電気信号が第２の出力端子４９から取り出されるよう
にする。周波数分析器１６′も信号通路上の第２の入力
端子４１と、等什器の第８の入力端子４７との間の点に
結合される第８の入力端子５５と、第２の制御信号を供
給するために等什器の第４の入力端子４８に結合される
第２の出方端子５９とを具える。

周波数分析器１６′は夫々第１、第２及び第８の入力端
子に加えられる前もってディジタル、化しである入力信
号ｘ　（ｔ）　、　’Ｉ　（ｊ）及びｚ（ｔ）にフーリ
エ変換をかけ、これらの信号のフーリエ変換像Ｆ（ハ。

Ｆ餠ＵびＦ２（ト）を作シ、夫々信号Ｘ（ｔ）とｙ　（
ｔ）の間及び信号ｚ　（ｇとｙ（ｔｌＯ間の第１と第２
の伝達関数゛を計算し、信号ｘ（ｔ）とＶ　（ｔｌにつ
いての部分コヒーレンス関数ｒｙｙ　、　ｚ　（ｊＥ及
び信号ｚ　（ｔ）とＶ（ｔ）についての部分コヒーレン
ス関数γ７．ｙ、ユ＜び）を計算するような構造に々っ
ている。信号源２はアナログ信号源であるから、周波数
分析器］６′の入力端子】５及び５５の手前にアナログ
−ディジタル変換ｇＳ２５及び５４を設ける〇 周波数分析器１６’は、第］と第２の制御イビ号を決め
るに当って、関連する部分コヒーレンス関数γｘｙ、ｚ
ｃ力及びγ７．ｙ、ｘ（ｊ）が特定の固定値、例えば、
０．８より小さな値を有する周波数ｆ１の伝達関数ＩＨ
ｌ及びｌ　Ｈｚｙ　’ｌの値が無視されるように機ｙ 能する。

ピンクアップ手段１４はトランスデユーサ装置６からと
、トランスデユーサ装置４６からの両方の音響信号を受
は取るから・２イ爾の部分コヒーレンス関数を計算する
必要がおる。蓋し、前述したコヒーレンス関数の計算と
使用では不十分であるからでおる。部分コヒーレンス関
数は２個以上の入力端子と１個の出力端子とを有するシ
艮テム内での２個の信号間の対応の程度を決定し、０と
１の間の関数値をとる〔参考文献中）、５．４章〕。伝
達関数内の信頼できない情報を無視するためにコヒーレ
ンス関数を使用する第１図の実施例と対照的に今度は部
分コヒーレンス関数が使用される。第１図につき述べた
伝達関数の値が伝達関数の平均値の一倍よシ小さな伝達
関数内の情報を無視する方法は今度は使えない。

伝達関数ＩＨ，ｌ内の信頼できる情報は第１図に示した
実施例につき述べたのと同じ方法で処理されて制御信号
１０及び５０になる。これらの２個の制御信号１０及び
５０は２個の等化フィルタバンクを具える等什器４に加
えらねる〇一方のフィルタバンクは入力端子７と出力端
子９との間に入シ、符号５６を付されている。このフィ
ルタバンクは制御信号１０を受は取る。他方のフイタバ
ンク５７は入力端子４７と出力端子４９との間に入り、
制御信号５０を受は取る。このようにしてステレオ信号
の両方のチャネルは別々に補正できる０ 明らかに信号源２がディジタル信号源である場合は２個
のアナログ−ディジタル変換器２５及び５４を省くこと
ができる。等什器４がアナログ等什器でおるかディジタ
ル等化器であるかに依存して夫々等什器の手前及び後に
両方のチャネル−１〜１２のチャネル及び４１〜５２の
チャネル−の各々に一つ計２個の別のディジタル−アナ
ログ変換器を置かねばならガい。

また、明らかに、フーリエ変換を行なうＡｉｌに、夫々
入力端子１５及び５５に供給される信号を２個の信号が
トランスデユーサ装置６及び４６からピンクアップ手段
１４迄伝播する伝播遅延に対応する時間間隔だけ遅延さ
せる段階（この段階については既に第１図及び第５図に
つき述べておる〕を再び適用することができる０同しこ
とは時間窓により信号ｘ（ｔ）、　ｙ（ｔ）及びｚ（ｔ
）の長さを制限する段階にもあてはまる。この段階につ
いても既に第１図につき述べである０ 注意すべきことは本発明は上述した実施例に限定される
ものではないことである０本発明の範囲°は本発明の要
旨に係らない点で上述した実施例と異なっている実施例
をも含むものである。原理的には、本発明に係る周波数
分析器にもあてはまる。

周波数分析器の機能の多くは、例えば、マイクロプロセ
ッサにより行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の一実施例のブロック図、第２図は
２個の固有モードを有する室の説明図、第８ａ図は伝達
関数Ｉ　Ｈｘｙ（イ）１を、第８ｂ図はコヒーレンス関
数γＸｙ（ｊ）を周波数の関数として示した説明図〜 第４ａ図は第８ａ図の伝達関数の一部の説明図、第４ｂ
図は第４ａ図の伝達関数に含まれる情報を一層広い周波
数帯に変換した結果を示す説明図、第５図は室内のトラ
ンスデユーサ装置とピックアップ手段の異なる配置を示
す説明図、第６図は壁間のインパルス応答ｈ（τ〕を示
す説明図、 第７図はステレオホ二ック信号を再生するための本発明
の一実施例のブロック図である。 １・・・入力端子　　　　　２・・・信号源８・・・前
置増幅・器　　　　４・・・等什器５・・・増幅器　　
　　　　　　６・・・トランスデユーサ装置７・・・等
什器の第１の入力端子 ８・・・第２の入力端子　　　９・・・出力端子１０・
・・ライン（制御信号）１１・・・拡声器１ｚ・・・ト
ランスデユーサ装置の入力端子１Ｂ・・・室　　　　　
　　　　　ｌΦ・・・ピックアップ手段１５・・・周波
数分析器の第１の入力端子１６・・・周波数分析器　　
　１７・・・第２の入力端子１８・・・Ａ／Ｄ変換器　
　　１９・・・出力端子ｂｏ、　２１・・・固有モード
（定在波）２８・・・分岐点 ２４・・・前置増幅器又はＡＧＣ回路 ２５・・・Ａ／Ｄ変換器　　　４１　用第２の入力端子
４５・・・第２の増幅器　　　４６・・・第２のトラン
スデユーサ装置 ４７・・・第８の入力端子　　４８・・・第４の入力端
子４９・・・第２の出力端子 ５０・・・第２のライン（制御信号） ５５・・・第８の入力端子　５６．５７・・・フィルタ
バンク。 特許出願人　　エヌ・べ−・フイリツプス・フルーイラ
ンベンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　電気信号を音響信号に変換するために、−電気入力
   信号を受は取る入力端子と、−電気信号を音響出力信号
   に変換する電気−音響トランスデユーサ装置と、 一第１の入力端子及び第２の入力端子並びに出力端子を
   有し、第２の入力端子に加えられる制御信号の制御の下
   に第１の入力端子に加えられる電気信号の周波数特性を
   補正し、補正された電気信号を出力端子から出力する等
   化器と、 一前記電気一音響トランスデューサ装置を駆動するだめ
   の増幅器と、 一音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信
   号を発生するピックアップ手段と・ 一前記入力端子と、前記等化器の第１の入力端子との間
   の信号径路内の一点に結合される第１の入力端子と、前
   記ピックアップ手“段に結合される第２の入力端子と、
   前記等化器の第２の入力端子に結合され、制御信号を出
   力する出力端子とを有する周波数分析器 とを具える電気−音響変換装置において、前記周波数分
   析器を、第１と第２の入力端子に加えられた前もってデ
   ィジタル化されている入力信号ｘ　（ｔ）及びｙ（ｔｌ
   をフーリエ変換（例えば、離散７−リエ変換即ちＤＦＴ
   又は高速フーリエ変換即ちＦＦＴ　）　Ｌ、これらの信
   号のフーリエ変換像Ｆｘ（ｆ）及びＦｙ（イ）を求め、
   これらの２個のフーリエ変換像から伝達関数を計算し、
   この伝達関数に含捷れている情報を用いて制御信号を求
   めるように構成したことを特徴とする電気−音響変換装
   置。 λ　前記周波数分析器を、制御信号を求めるに当って、
   Ｘを例えば２０以上の数とした時、伝達関数の値がこの
   伝達関数の平均値の一倍よりも小さい周波数ｆｉの伝達
   関数の値を無視するように構成したことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の電気−音響変換装置〇＆　周
   波数分析器を更に、前記２個の信号間のコヒーレンス関
   数γｘｙ（イ）を計算するように構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の電気−音響変換装置。 盃　周波数分析器を、制御信号を求めるに当って、コヒ
   ーレンス関数ｒ　ｘｙ（ト）が特定の値、例えば、０．
   ８よシも小さい周波数ｆ、の伝達間数の値を無視するよ
   うに構成したことを特徴とする特許請求の範囲第８項記
   載の電気−音響変換装置〇 ＆　周波数分析器を、フーリエ変換を施す前に、第１の
   入力端子に加えられた信号を第２の入力端子に加えられ
   た信号に対し、少なくとも実質的に最適通路を経るトラ
   ンスデュー−サ装置からピックアップ、手段迄の音響出
   力信号の伝播遅延に対応する時間間隔だけ遅延させるよ
   うに構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１．２
   ．８又は４項に記載の電気−音響変換装置。 ＆　周波数分析器を更に、第１の入力端子に加えられた
   信号を遅延させた後フーリエ変換を施す前に、時間窓に
   より２個の信号の長さを制限し、時間窓の長さがほぼピ
   ックアップ手段がトランスデユーサ装置の直接音響出力
   信号と・トランスデユーサ装置の音響出力信号のいくつ
   かの初期反射とを検出する時間間隔に対応するように構
   成したことを特徴とする特許請求の範囲第５項に記載の
   電気−音響変換装置。 ７、　ステレオホニツク信号を音響信号に変換するため
   に＼ 一第２の電気入力信号を受は取る第２の入力端子と、 −この第２の電気入力信号を第２の音響出力信号に変換
   する第２の電気−音響トランスデユーサ装置と、 −この第２の電気−音響トランスデユーサ装置を駆動す
   るための第２の増幅器 とを具え、 等化器に更に第８及び第４の入力端子並びに第２の出力
   端子を設け、第４の入力端子に加えられる第２の制御信
   号の影響の下に第８の入力端子に加えられる第２の電気
   信号の周波数特性を補正し、第２の出力端子から補正さ
   れた第２の゛稚気信号を出力するように構成し・周波数
   分析器に前記第２の入力廂子と等化器の第８の入力端子
   との間の信号径路内の一点に結合される第８の入力端子
   と、等化器の第４の入力端子に結合され、第２の制御信
   号を出力する第２の出力端子とを設け、 また周波数分析器を、 一第８の入力端子に加えられた予じめディジタル化され
   ている入力信号、Ｚ　（ｔ）にフーリエ変換を施し、 −この信号２　（＋、）のフーリエ変換像Ｆ〆は作り、
   −２個の信号ｚ　（ｔ）及びｙ（ｔ）のフーリエ変換像
   から第２の伝達関数を計算し、 −この第２の伝達関数に含寸れる情報を用いて第２の制
   御信号を求め、 一信号ｘ　（ｔ）とｙ　（ｔｌの間の部分コヒーレンス
   関数ｒｘｙ　、　ｚ　（ｆｌと、信号ｚ　（ｔ）とｙ　
   （ｔ）の間の部分コヒーレンス関数γ屓ｙ、ｘ（ｆ）と
   を計算し、夫々第１と第２の制御信号を求めるに当って
   、部分コヒーレンス関数γ　　（ト）及びｘｙ−ｚ γｚｙ、ｘ（ｆ）の値が０．７と１．ｃｌＯ間に入ると
   好適な特定の固定埴より小さい周波数ｆ、の第１と第２
   の伝達関数の値を無視するように 構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   電気−音響変換装置。 ＆　特許請求の範囲前記各項のいずれが一項に記載の電
   気−音響変換装置で用いるための周波数分析器。